Главная | Обратная связь | Поможем написать вашу работу!
МегаЛекции

Если критерием является коэффициент нестабильности, то

ПРОЕКТИРОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНЫХ

УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ

Методические указания к курсовому проектированию

 

Составитель:

В.А.Ефимов

 

Владимир 2004

 

УДК 621.375.1(075)

 

 

Рецензент:

Кандидат технических наук, доцент

Владимирского государственного университета

Татмышевский К.В.

 

 

Печатается по решению редакционно-издательскогсовета

Владимирского государственного университета

 

 

Проектирование транзисторных усилителей низкой частоты: Метод. ука-зания к курсовому проектированию / Владим. гос. ун-т; Сост.:В.А.Ефимов. Владимир, 2004.

 

Изложен порядок расчета усилительных каскадов тракта низкой частоты на дискретных элементах. Приведены методы оценки вносимых усилителем линейных и нелинейных частотных искажений. Описываются схемы регулировки громкости и тембра в усилителях звуковых частот, а также способы защиты от перегрузки их выходных каскадов.

Указания предназначены для курсового и дипломного проектирования студентов высших ученых заведений специальностей: 200700 –«Радиотехника», 071500 – «Радиофизика и электроника», 201500 – «Бытовая радиоэлектронная аппаратура» дневной и заочной форм обучения.

Табл. 2, Ил.22, Библиогр: 6 назв.

 

 

1. Введение

Цель курсового проектирования – научить студентов использовать для расчета усилительного устройства по заданным техническим требованиям сведения, полученные при изучении теоретического курса «Схемотехника аналоговых устройств». В методических указаниях рассмотрен порядок расчета линейного усилительного тракта на дискретных элементах. Приведены также рекомендации по применению различных типов усилительных каскадов и выбору активных элементов при разработке усилителей низкой частоты.

Содержание и объем курсового проекта

 

Курсовой проект состоит из пояснительной записки, включающей в себя описательную, расчетную, конструкторско-технологическую и графическую части.

В описательной части записки приводится обзор существующих устройств, аналогичных проектируемому. Выбор и обоснование структурной и принципиальной схемы усилителя сопровождается соответствующими расчетами.

Расчетная часть содержит подробный расчет принципиальной схемы усилителя и его общих характеристик.

Конструкторско-технологическая часть состоит из разработки топологии печатной платы разработанного усилителя и описания технологии её изготовления.

В графическую часть входят принципиальная схема и сборочный чертеж печатной платы усилителя.

Пояснительная записка (ПЗ) должна быть написана или отпечатана на одной стороне формата А4 и иметь объем 25-30 страниц текста. ПЗ состоит из следующих разделов:

1. Титульный лист;

2. Содержание;

3. Задание;

4. Анализ исходных данных, обоснование и выбор структурной схемы усилителя;

5. Расчет принципиальной схемы усилителя, включающий в себя выбор режимов работы каскадов, расчет элементов электрической схемы, коэффициентов усиления, частотных и нелинейных искажений всего усилительного тракта;

6. Описание конструкции;

7. Список использованной литературы;

8. Приложение (принципиальная схема, перечень элементов к принципиальной схеме, чертеж печатной платы).

Текст ПЗ разбивается на разделы. Каждый раздел начинается с новой страницы и обозначается арабской цифрой. Раздел может быть разбит на подразделы, пункты, имеющие названия и обозначаемые также арабскими цифрами.

Графики статических и динамических вольтамперных характеристик транзисторов, используемые при расчетах, выполняются на миллиметровой бумаге и располагаются в тексте. На них строятся нагрузочные линии по постоянному и переменному току. Рабочие точки транзисторов указываются на нагрузочных прямых в своих крайних положениях, а также в отсутствии входного сигнала. Там же приводятся амплитудные значения токов и напряжений на выводах активных элементов. Рисунки располагаются в тексте после ссылки на них. При оформлении расчетов вначале приводится формула, затем подставляются в неё числовые значения переменных и записывается конечный результат. В конце каждого раздела делается сводка результатов расчета.

Чертежи выполняются в карандаше на чертежной бумаге формата А3 в соответствии с требованиями ГОСТ(ов) и ЕСКД.

 

1.2. Задание на курсовой проект

 
 

Задание представляет собой технические условия, по которым необходимо спроектировать усилитель низкой частоты (УНЧ). УНЧ является радиоэлектронным устройством, широко применяемыми в бытовой и измерительной технике. Его структурная схема в общем виде содержит следующие элементы (см. рис.1).

– источник сигналов (ИС) и нагрузку усилителя (Н);

– оконечный усилительный каскад (ОК), выдающий в цепь нагрузки требуемую выходную (полезную) мощность;

– предоконечный усилительный каскад (ПОК), необходимый для воз-буждения ОК;

– предварительный усилительный каскад (ПУ);

– устройство руч­ной или автоматической регулировки усиления и тембра (УР);

– входное устройство (ВУ) согласования выходного сопро­тивления источника сигналов с входным сопротивлением усилителя;

– цепь отрицательной обратной связи (ОС), применяемую для кор-рекции частотной характеристики УНЧ, сниже­ния уровня нелинейных искажений и шумов, стабилизации коэффициента усиления и ис­ходных режимов работы транзисторов;

– устройство защиты от перегрузки (УЗ) усилителя по выходу (входу).

Конкретный УНЧ может содержать не все элементы, показанные на рис. 1.

Исходные данные устанавливают основное назначение, технические и тактико-технические характеристики, показатели качества, предъявляемые к разрабатываемому усилителю. В техническом задании (ТЗ) на проектирование УНЧ должны быть ука­заны следующие исходные данные:

– назначение усилителя;

– номинальная выходная мощность Рвых (0,1 – 100 Вт);

– сопротивление нагрузки (2ом – 1ком);

– величина нелинейных искажений Кг (коэффициент гармо­ник в про- центах) при выходной мощности, равной половине номинальной;

– рабочий диапазон частот усиливаемых сигналов от (10–300 Гц) до (10 – 100 кГц), определяемых при уровне линейных частотных искажений на этих частотах и , равном –3 дБ;

– динамический диапазон регулировок громкости и тембра в деци­белах;

– выходное сопротивление источника сигнала Rист (0,1–100 кОм);

– выходное напряжение источника Uист (0,01–1 В) усиливаемого сигнала;

– тип выходного каскада усилителя мощности;

–диапазон рабочих температур от Tmin до Tmax в градусах Цельсия.

 

1.3. Порядок проектирование усилителя УНЧ

 

Проектирование следует начинать с тщательного изучения технического задания, после чего можно приступить к эскизному проектированию, которое выполняется в следующем порядке:

– на основании обзора имеющейся научно-технической литературы производится выбор вариантов схем;

– определяется число каскадов с распределением усиления по каскадам;

– распределяются по каскадам уровни частотных искажений.

При эскизном проектировании производится выбор структурной схемы усилителя, и принимается решение о целесообразности включения отдельных блоков в многокаскадный усилитель. Затем переходят к выбору принципиальных схем отдельных каскадов и составлению ориентировочной общей принципиальной схемы. Далее на основе ТЗ проводятся:

– предварительные расчеты энергетических параметров усилителя;

– разрабатываются электрические схемы каскадов и выбираются типы применяемых в них транзисторов;

– подробно рассчитываются рабочие режимы каждого из каскадов по постоян­ному и переменному току. Уточняются номиналы элементов электрической схемы;

– рассчитывается коэффициент гармоник, верхняя и нижняя рабочие частоты усилителя;

– рассчитываются цепи отрицательной обратной связи и определяются параметры и характеристики усилителя с ОС;

– выбираются схемы регулировки усиления и тембра и рассчитыва­ются номиналы их элементов;

– выбираются и рассчитываются схемы устройств защиты усилителя от перегрузки;

– определяются требования к конструкции печатной платы и технологии её изготовления.

Покаскадный расчет выполняется в направлении от выхода к входу усилителя. Это объясняется тем, что условия работы каждого предшест­вующего каскада определяются режимом работы по­следующего каскада.

 

2. Расчет принципиальных схем УНЧ

2.1. Оконечные каскады усилителей

 

Оконечные каскады (ОК) усиления обеспечивают заданную полезную мощность в нагрузке. Их выполняют как по трансформаторной, так и по бестрансформаторной схемам. Поскольку транзисторы в оконечных каскадах работают с сигналами, близкими к предельно допустимым, то схемы рассчитывают графо-аналитическим методом по входным и выходным характеристикам транзисторов. При разработке электрической схемы оконечного каскада должны быть учтены следующие требования: назначение усилителя, номинальная мощность выходного сигнала при заданном сопротивлении нагрузки, допустимый уровень линейных и нелинейных искажений. Например, при мощности усилителя 5-15 мВт и малом уровне нелинейных искажений применятся однотактные резистивные оконечные каскады, работающие в классе А с малым коэффициентом полезного действия. Оконечные каскады усилителей мощностью более 0,1-0,2 Вт обычно выполняются по двухтактной схеме, в которой транзисторы работают режиме класса B или близком к нему режиме класса AB. Это позволяет реализовать максимальный коэффициент полезного (КПД) действия усилителя не менее 70%. В динамическом режиме средний КПД в классе AB не более 30%, поэтому для обеспечения более высоких энергетических показателей усилителя активные элементы должны работать в режиме классов D или E.

В настоящее время наибольшее распространение получили бестранс­форматорные двухтактные выходные каскады с последовательным питанием тран­зисторов по постоянному току. Они могут быть реализованы по конденсаторной и бесконденсаторной схеме. Для ОК первого типа требуется один источник питания, для вто­рого типа – два источника питания. Далее будет рассмотрен порядок их расчета.

Двухтактным усилительным каскадом называется каскад, в котором объединены две однотипные усилительные ступени, подключенные к общей нагрузке, и управляемые взаимно противофазно одним и тем же усиливаемым сигналом. Двухтактный каскад состоит как бы из двух поло­вин, называемых плечами. Выходной сигнал на является разностью выходных сигналов соответствующих плеч. При этом их нечетные гармоники складываются, а четные – вычитаются, обеспечивая снижение нелинейных искажений, большая величина которых характерна для класса В. С другой стороны, при заданной выходной мощности требования к энергетическим параметрам используемых в плечах активных элементов могут быть снижены.

2.2. Выбор режимов работы активных элементов

Двухтактные каскады могут работать в режимах класса: A, B, AB и других. В классе A (линейный режим) уровень нелинейных искажений имеет минимальное значение по сравнению с другими режимами. В двухтактной схеме он дополнительно уменьшается. Со спектральной точки зре­ния это выражается в отсутствии (компенсации) четных гармоник в вы­ходном сигнале. Действительно, при чисто гармоническом входном сигнале на частоте w0 и наличии в усилителе нелинейных искажений выходной ток транзистора в одном плече может быть записан в виде:

 

.

 

На вход второго плеча подается сигнал противоположный по знаку, что для гармонического сигнала эквивалентно сдвигу его во времени на полпериода. Поэтому первые гармоники коллекторных токов имеют вза­имно противоположные знаки. Но сдвиг на полпериода первой гармоники является сдвигом на целый период второй гармоники, то есть токи плеч усилительного каскада имеют одинаковую фазу. Аналогичные рассужде­ния, проводимые для остальных гармоник, приводят к тому, что разност­ный ток в нагрузке:

 

 

– не содержит четных гармоник. Следовательно, уровень нелинейных ис­кажений в выходном сигнале снижается.

Если двухтактные каскады в режиме класса A обеспечивают малые нелинейные искажения, то в режиме класса B усилители имеют хорошие энерге­тические показатели. В этом режиме ток покоя транзисторов (ток в рабо­чей точке) практически равен нулю. Транзисторы включаются строго поочередно: каждый пропускает сигнал только в свой полупериод входного колеба­ния, в то время как второй транзистор в паре закрыт. Такой порядок работы плеч усилителя обес­печивает более высокий КПД, чем в режиме класса А. Однако, из-за нелинейности начального участка передаточной характеристики транзистора – Iк = j(Uбэ) в выходном сигнале ОК наблюдаются искажения типа «сту­пенька», увеличивающие нелинейные искажения. Для снижения транзисторы вводят в режим ра­боты класса АВ. При этом их рабочие точки находятся в начале криво­линейного участка передаточной характеристики, то есть, в отличие от класса В, между базой и эмиттером транзисторов имеется некоторое начальное смещение – Есм.

Режим класса AB для двухтактных усили­тельных каскадов является самым распространенным, поскольку обеспечивает высокий КПД и меньшие, чем в классе В нелинейные искажения.

 

2.3. Схемотехника оконечного каскада и порядок его расчета

При любом режиме работы транзисторов принципиальная схема двух- тактного бестрансформаторного оконечного каскада (ОК) остается при-мерно одной и той же. Схема содержит два транзистора противоположной проводимости с одинаковыми параметрами, включенные последовательно по постоянному току. Очевидно, что для снижения уровня нелинейных искажений плечи каскада должны быть симметричны, то есть транзисторы относительно нагрузки должны быть включены оди­наково по схемам: общий коллектор – общий коллектор (ОК-ОК); общая база – общая база (ОБ-ОБ); общий эмиттер – общий эмиттер (ОЭ-ОЭ). На практике, нагрузкой двухтактных УНЧ, как правило, являются акустические системы с малым , поэтому среди перечисленных схем включения транзисторов наибольшее распространение получила схема ОК-ОК (см. рис 2.).

Для этой схемы возможно два вари­анта ее подключения к Eп. При однополярном питания нагрузка соединяется с ОК через разделительный конденсатор Cр. Потенциал точки a при симметричности плеч равен Eп / 2, до него и заряжается конден­сатор Cр. Если работает верхнее плечо (транзистор VT1 откры­вается), то нижнее плечо находится в нерабочем состоянии (транзистор VT2 закрыт), и ток протекает от источника питания через транзистор VT1, разделительный конденсатор Cр в нагрузку, создавая на ней падение напряжения, близкое к Eп / 2. В том случае, если VT1 закрыт, конденсатор Cр является источником питания для активного VT2. Ток течет от на­грузки через Cр и транзистор VT2 на "землю". Очевидно, что для поддержания этого тока ёмкость конденсатора Cр должна быть велика. С другой стороны, эта емкость ограничивает полосу пропускания ОК в области низких частот. Для выравнивания характери­стик транзисторов в их эмиттерные цепи включаются резисторы Rэ1 и Rэ2. Номиналы резисторов выбирают равными Rэ» (0,05…0,15)× Rн. При этом часть выходной мощности рассеивается на этих резисторах. При двухполярной схеме питания необходимо иметь два разнополярных ис­точника ± Eп/2, подключаемые между коллекторами транзисторов в плечах ОК и "землей". Тогда в точке а в исходном режиме устанавливается потенциал, равный нулю, разделительный конденсатор Cр отсутствует, и задача формиро­вание частотной характеристики усилителя в области нижних частот становится менее напряженной.

Расчет оконечного каскада ведется в следующем порядке.

1. При заданной мощности Pвых и сопротивлении нагрузки определя­ются амплитуды напряжения и тока в нагрузке:

 

.

 

Эти величины являются основанием для выбора транзистора в плече двухтактного усилительного каскада.

Транзистор должен иметь максимальное рабочее напряжение Uкэmax не менее 2 Uвых и выходной коллекторный ток Iк max» (1,5…2,0) Iвых. Предпочтение следует отдавать транзисторам с большим коэффициентом усиления по току – h21э . Это позволяет упростить схему оконечного каскада и уменьшить количество каскадов предварительного усиления. Верхняя граничная частота усиления транзи­стора fb должна превышать верхнюю граничную частоту усиления каскада не менее чем в 2-3 раза. Мощность, рассеиваемая на коллек­торе транзистора одного плеча, в режиме В оценивается как

 

Pк max = (0,28…0,48) Pвых.

 

Рассеиваемая транзистором мощность не должна превышает допустимую для выбранного типа транзисторов. Транзисторы ОК, как правило, устанавливаются на радиаторы.

2.Определяется напряжение источника питания:

Еп ≥ 2(Uвых + Uост),

где Uост – минимальное напряжение на открытом транзисторе, для мощных транзисторов равное 1-2 В. Напряжение источника питания прини-мается равным ближайшему к вычисленному стандартному значению. Для схемы ОК с двухпо­лярным питанием E 1,2 = ± Eп /2.

Так как ОК работает в режиме большого сигнала, то дальнейший расчет ведется графоаналитическим способом.

3.Для выбранного типа транзистора с заданным h21э строятся его входные Iб = j(Uбэ) и выходные Iк = j(Uкэ) вольтамперные характеристики (справочные данные). В режиме АВ, на входной характеристике (см. рис.3) из точки пересечения касательной к кривой Iб = j(Uбэ) с осью абцисс (точка a) восстанавливается перпендикуляр и находится значение тока базы Iб0 и напряжения база–эмиттер Uб0 в рабочей точке 0. Ток Iб0 задает ток коллектора в соответствии с соотношением Iк0 = h21эIб0. Если же задаться током коллектора (при этом рекомендуется при выполнении расчета значение тока покоя Iк0 в миллиамперах выбирать численно равным (1÷2) Pвых в ваттах, но не более 100–150 мА), то ток базы находится как Iб0 = Iк0 / h21э. Затем на выходной характеристике транзистора строится нагрузочная прямая. Её точка пересечения с осью коллекторных напряжений равна Еп/2, а с осью коллекторных токов – Еп/2Rн. Рабочая точка транзистора по выходу находится в точке пересечения кривой с параметром Iб0 и нагрузочной прямой.

 

 
 

 


4. Рассчитываются энергетические показатели каскада. При работе ОК в ре­жиме класса AB средний потребляемый ток каскада равен:

 

.

Мощность, потребляемая от источника пита­ния: P 0 = EпI0.

Мощность, рассеиваемая на коллекторах транзисторов в плечах ОК:

 

.

 

Если эта мощность больше допустимой для данного транзистора при за­данной максимальной температуре внешней среды, то транзисторы должны быть установлены на радиаторы.

5. Определяются амплитуды токов возбуждения ОК. Максимальный ток коллектора Iкmax= Iк0 + Iвых и минимальное напряжение на коллекторе транзистора Umin» Eп/ 2– Uвых есть координаты верхнего положения рабочей точки на нагрузочной прямой (точка с). Соответственно, верхнее положение рабочей точки на входной характеристике характеризуется величинами Iб max и Uбэ max (точка b). Входное сопротивление ОК по переменному току равно:

.

 

Транзисторы VT1 и VT2 в схеме ОК должны иметь разный тип проводимости. Подобрать пару таких транзисторов с одинаковыми параметрами довольно сложно. Кроме того, мощные транзисторы имеют невысокий коэффициент усиления по току h21э, и от предыдущего каскада потребуется большая мощность возбуждения. Проблема решается путем применения составных транзисторов. Такие схемы ОК получили назва­ние схем с квазидополнительной симметрией (см. рис. 4). Составными в данной схеме явля­ются пары транзисторов VT3VT1 и VT4VT2. Тип проводимости составного транзистора определяется типом проводимости первого транзистора в паре. Сопро­тивления R 1 и R2 необходимы для увеличения тока покоя транзисто­ров VT3 и VT4 и стабилизации ре­жима их работы. Транзисторы VT3VT4 маломощные. Максимальное их рабочее напряжение должно быть не менее Еп, а коллекторный ток больше Iбmax. Ток покоя VT3 и VT4 задается соотношением: . Тогда падение напряжения на резисторе R 1 равно: . Отсюда легко найти величину сопротивления R 1:

 

 

.

При расчетах величину R 1необходимо принять равной ближайшему значению из стандартизованного ряда номиналов сопротивлений.

Общий коэффициент усиления по току составного транзистора h21э равен произведению коэффициентов усиления по току транзисторов пары, что значительно снижает требуемую мощность возбуждения ОК.

Максимальный эмиттерный ток транзистора VT3:

 

.

Сопротивление нагрузки транзистора VT3 по переменному току:

.

При известных , также как и в пункте 3, строится нагрузочная прямая для транзистора VT3, и определяются ве- личины: . Напряжение питания для транзистора VT3 следует брать равным Eп / 2, а его рабочая точка на выходной характеристике находится под напряжением Eп / 2UR1 при токе эмиттера . Аналогично ведутся расчеты и для VT4.

Входное сопротивление ОК по пере­менному току равно:

 

.

 

6. Для обеспечения правильного положения рабочей точки на базу тран­зистора VT3 необходимо подать постоянное напряжение смещения между базой и эмиттером (см. рис.3): . Для транзистора VT4 напряжения смещения равно:

В результате расчета ОК определены: максимальное напряжение возбуждения – Uвх ок = Uвых+ , максимальный ток возбуждения , входное сопротивление напряжение смещения , которые являются исходными данными для расчета предоко­нечного каскада (ПОК).

 

2.4. Предоконечный каскад усилителя

Структура предоконечного каскада определяется схемой ОК. Если в усилителе оконечный каскад двухтактный, то в ПОК целесообразно использовать однотактный рези­стивный каскад, работающий в режиме класса А. При этом связь между каскадами можно сделать непосредственной. Обычно это каскад с ОЭ, схема которого представлена на рис.5.

Резисторы Rб1, Rб2 , Rэ задают положение рабочей точки VT5. Конденсатор Ср – раз­делительный. Он пре­пятствует подаче на вход VT5 постоянного напряжения с предыдущего каскада. Сэ – блокировочный кон­денсатор, Rк – нагрузка транзистора по посто­янному току. Схема смещения и стабилиза­ции задаёт Есм на тран­зисторы VT3, VT4. Предоконечный каскад необходим для возбуждения ОК усилителя. Его активный элемент должен удовлетворять следующим требованиям:

– малое напряжение насыщения Uост VT5;

fh21э ≥ (1 ÷ 3)· ;

Uкэ доп ≥ 1,2· Eп;

Iк доп ≥ (2,5 ÷ 2,8)· Iвх ок ;

Pк доп ≥ (1,0 ÷ 1,5)· Iвх ок Eп.

Если оконечный каскад выполнен по схеме ОК–ОК, а усилитель питается от одного источника напряжения, то может возникнуть противоречие между возможной и требуемой амплитудами сигнала на выходе ПОК. Действительно, максимально возможный размах напряжения на выходе ПОК равен:

D Umax = EпEсмURэUнас,

 

а требуемая амплитуда возбуждения ОК:

Uвх ок = Uвых+ .

Для нормальной работы усилителя необходимо : D Umax ³ 2 Uвх ок, что не всегда выполняется при малом напряжении питания.

Порядок расчёта предоконечного каскада.

 
 

1. После выбора транзистора для ПОК и построения его входной и вы­ходной вольтамперных характеристик, определяется положение рабочей точки 0, в которой(см. рис. 6):

 

, .

 

2. Строится нагрузочная линия по постоянному току. Для этого точки

(Iк = 0; Uкэ = Еп) и (Iк = Iк0; Uкэ = Uк0) соединяются прямой линией, которая отсекает на оси токов величину Iк1. Тогда сопротивление нагрузки транзистора по постоянному току равно: Rн == Еп / Iк 1, Падением напряжения на эмиттерном сопротивлении URэ можно задаться в пределах 1÷2 В. При этом следует иметь ввиду, что чем выше URэ, тем лучше температурная стабильность ПОК и меньше D Umax. Если D Umax < 2 Uвх ок, то следует либо увеличить напряжение питания, либо применять специальные схемотехнические меры (см. п.6). При заданном URэ эмиттерное сопротивление соответственно равно: Rэ ≈ URэ / Iк0. Затем вычисляется коллекторное сопротивление:

 

Rк = Rн =Есм / Iк 0Rэ.

 

Номиналы Rэ и Rк принимаются равными ближайшему значению из ряда стандартизированных номиналов.

3. Строится линия нагрузки по переменному току. Предварительно вычислив:

 

Rн ~ = Rк || RвхVT 3 ; Uк2 = EпEсмURэ ; Iк2 = Uк2 / Rн ~;

 

точки (Iк= 0, Uкэ=Uк2) и (Iк = Iк2, Uкэ= 0) соединяются прямой линией, которая затем сносится параллельно самоё себе в рабочую точку 0.

4. При заданной амплитуде выходного напряжения определяем:

 

Uк min = Uк 0Uвх ок , Uк max = Uк 0 + Uвх ок .

 

Необходимо, чтобы выполнялись неравенства: Uк minUк нас, и Uк max < Uк 0+ Iк 0 Rн ~ . В противном случае следует увеличить напряжение питания Еп и пересчитать ОК, либо применить дру­гое схемотехническое решение (см. ниже). Токи коллектора Iк max, Iк min и базы Iб min, Iб max в точках b и а определяются графически. Для выбранного транзистора они не должны превышать допустимых значений, т.е. Iк max < 0,7× Iк доп и Iк0 × Uк0 < Pк доп.

5. По входной характеристике находятся напряжение Uб 0, задающее ток базы в рабочей точке Iб0 = Iк0/h21э, инеобходимые для раскачки каскада амплитуды входного напряжения Um вх и тока Iт вх. В режиме А рабочая точка 0 транзистора ПОК по входу должна находиться на линейном участке входной вольтамперной характеристики (см. рис.7). От положения точки 0 по входу и выходу транзистора в значительной степени зависит величина нелинейных искажений, вносимых усилителем в выходной сигнал. Ток коллектора Iк 0 и Rк определяют выходное сопротивление каскада и при большой его величине местная ООС в ОК работает не эффективно.

6.Так как размах выходного напряжения пред-оконечного каскада близок к Еп, то для более полного использования источника питания (повышения КПД) и решения проблемы по п. 4 возможно применение, по меньшей мере, двух схемотехнических решений. В первом варианте вводится обратная связь с выхода ОК на его вход. Для этого резистор Rк делится на две части Rк1 и Rсв, и их общая точка через конденсатор Ссв соединяется с выходом ОК (см. рис. 8). Положительная обратная связь по напряжению увеличивает сопротивление нагрузки ПОК по переменному току. Действительно, амплитуда напряжения на верхнем конце Rк равна Umax, а напряжение на нижнем конце равно выходному Uвх ок. Следовательно, эквивалентное сопротивление коллекторной нагрузки VT 5 по переменному току возрастает и становится равным:

.

 

Это означает, что при построениях по п.3 Rн ~ следует принять равным

Rк ¢ || RвхVT 3 , тогда линия нагрузки по переменному току пройдет через рабочую точку 0 под большим углом, чем нагрузочная линия по постоянному току, что эквивалентно увеличению напряжения питания ПОК. В этой схеме резистор Rсв оказывается подключённым к Rн параллельно (через Cсв). Для уменьшения потерь мощности выходного сигнала, его выбирают из соотношений:

 

(15 ÷ 30)× Rн < Rсв < (0,1÷0,5)× Rк .

 

Ёмкость конденсатора Ссв на нижней частоте диапазона усиливаемых частот должна иметь сопротивление много меньше Rсв, т. е.:

 

1 /(2×π× fн × Ссв) = (0,1 ÷ 0,01)× Rсв.

 

Во втором варианте вместо активной нагрузки Rк для VT5 используется динамическая нагрузка (см. рис. 9). Это схема с общей базой, реализо-

ванная на транзисторе противоположного типа проводимости чем VT5, и работающая в режиме А. Последовательное включение двух транзисторов стабилизирует их рабочий режим, т.к. VT6 по отношению к VT5 является генератором тока, а VT5 по отношению к VT6 – токоотводом. Для расчета

режима VT6 следует иметь в виду, что его коллекторный ток равный Iк 0 VT5, определяется напряжением смещения .Ток через диод VD1 вы-

бирается в 10÷20 раз больше Iб 0 VT6. В качестве VD1 можно использовать низковольтный стабилитрон или светодиод. Величина резистора равна: Rэ ≈ (UдUбэ) / Iк 0. качестве VD1 можно использовать низковольтный стабилитрон или светодиод.

В схемах рис.8 и рис.9 сопротивление нагрузки ПОК по переменному току будет определяться значением , а нагрузочная линия по п. 3 займет более пологое положение (см. рис.6).

Схема смещения (рис.5,8,9) предназначена для задания напряжения смещения между базами VT3–VT4. Это напряжение должно меняться в зависимости от теплового режима транзисторов выходного каскада и температуры окружающей среды. Сопротивление по переменному току такой схемы должно быть мало. Она может состоять из параллельного соединения резистора и терморезистора, нескольких диодов в прямом включении, регулируемого стабилитрона (см. рис.10.). В схеме рис. 10b напряжение смещения создается за счет протекания тока коллектора VT5 Iк 0по параллельно соединенным резисторам. На этих же резисторах создается падение напряжения и за счет переменной составляющей коллекторного тока, т.е. возбуждение плеч ОК будет не симметричным. Во второй схеме (рис.10c) этот эффект будет проявляться в меньшей степени, так как динамическое сопротивление диода в открытом состоянии мало. Количество диодов определяется величиной Есм и током Iк 0 VT5. Для этого по справочнику подбирается подходящий тип диода, такой, чтобы при заданном токе, падение напряжения на нем было близко к Есм /n (n – целое число). В отсутствии справочных данных можно считать, что Uд = m × Uт × ln (Iд / I), где Iд – ток диода, Uт = 0,026 В; m =1,2÷1,5; I =1×10-14 А – обратный ток открытого перехода анод–катод.

Для схемы рис. 10d падение напряжения между коллектором и эмиттером равно:

 

Uкэ = Uбэ ×(1+ R 1 / R 2).

 

Т.е. за счёт подбора R 1 и R 2 можно установить Uкэ = Eсм, и оно слабо зависит от Iк 0. Если транзистор схемы смещения будет выбран таким же как и VT3, то зависимость их характеристик от температуры будет одинаковой, за счёт чего и достигается эффект стабилизации.

7. Расчет цепей смещения и стабилизации. Для выбранной рабочей точки в предыдущих пунктах определены значения Uк 0, Uб 0, Iк 0, Iб 0, Rэ. По заданной максимальной температуре и величине обратного тока коллектора при t = 200С D Iок (см. справочник) определяется изменение тока коллекторного перехода [1]:

 

,

 

где Δ t = tmax200. Задаёмся допустимым изменением тока коллектора Δ Iк 0=(0,01÷0,1) Iк 0. Вычисляем Sс = Δ Iк0 / Δ Iок * – требуемый коэффициент нестабильности. Его значение должно быть в пределах 2÷10. Тогда входное сопротивление схемы стабилизации равно:

 

,

 

где α0 – минимальный коэффициент передачи по току транзистора VT5.

Сопротивление резисторов (см. рис. 5,9) Rб 2 , Rб 1:

 

 

; .

 

 

Ток базового делителя:

 

.

 

Полученные номиналы резисторов округляются до стандартизированных значений. Коэффициент нестабильности можно уменьшить, если ввести отрицательную обратную связь по постоянному току. Для этого верхний конец резистора Rб1 соединяют с выходом ОК (рис.8.). Тогда в выражениях для расчёта Rб 1 и Rб 2 Eп следует заменить на Eп/2. При этом входное сопротивление ПОК уменьшится в А раз [4]:

 

,

 

где b1 = 1, b2 = Rэ/Rб; Rб = Rб 1 ×Rб 2/(Rб 1 +Rб 2), b 3 = R вх /(Rб 1 +Rвх);

 

Rвх – входное сопротивление ПОК. Во столько же раз уменьшится и Sс. и

коэффициент гармоник Кг для ПОК.

 

8. Входное сопротивление ПОК определяется выражением:

 

Rвх = Rст || RвхVT5 – без учёта ОС по питанию;

Rвх = Rст || Rвх VT5 / А – с учётом ОС по питанию, где RвхVT5 = U б m / I б m.

 

Коэффициент усиления ПОК по напряжению:

 

Ku =(Uвых+ )/ .

Коэффициент усиления ПОК по току:

 

Ki = .

 

 

2.5. Расчёт предварительного каскада.

Каскад предваритель­ного усиления обеспечи­вает согласование предварительного каскада с источником сигнала. Как правило, число таких каскадов 1–2. Строятся они по схеме с ОЭ или ОК. Используются также дифференциальные входные каскады. Так как каскады предварительного усиления работают в ре­жиме малого сигнала (линейный режим в классе А), то их расчет может быть выполнен аналитически. Типовая схема каскада с ОЭ приведена на рис.11. Его особенностью является наличие низкочастотной коррекции в коллекторной цепи транзистора (Сф ÷ Rф), позволяющей также снизить напряжение питания транзистора.

Необходимый коэффициент усиления каскада с учётом запаса по усилению равен:

 

.

 

Требования к VT1 по напряжению питания могут быть снижены. Транзи­стор выбирается со средним значением h21э, а его граничная частота fb по-прежнему должна быть в 2 – 3 раза больше . В справочниках по полупроводниковым прибо­рам обычно приводятся низкочастотные h параметры для типовой рабо­чей точки. Часть из них соответствует включению транзистора с ОЭ, а часть - включению по схеме с ОБ. Используя их, можно вычислить низ­кочастотные G параметры. Формулы для пересчета параметров имеют следующий вид [2,3,5]:

 

G11 = 1 / h11э; S = h21э / h11э;

Gi = h22э; τ = S × rб¢ / 2×π× fa» S /160· Cк··fa 2.

fa = (1+b)· fb =(1+ h21эfb.

 

Если известны G -параметры для тока в рабочей точке Iк1, то для тока Iк2 их можно считать равными:

 

G11 (Iк2) = G11 (Iк1Iк2 / Iк1; S (Iк2) = S (Iк1Iк2 / Iк1;

Gi (Iк2) = Gi (Iк1Iк2 / Iк1 ; τ(Iк2) = τ×(Iк1Iк2 / Iк1 .

 

Ёмкость Ск примерно обратно пропорциональна квадратному корню из напряжения на коллекторе:

 

.

Для расчета каскада рекомендуется взять типовое положение рабочей точки или задаться током коллектора и напряжением на нем согласно следующим соотношениям:

 

Iк 0= (1,2÷1,5) +0,3÷0,5 мА; Uк 0 ³ +0,5÷2 В.

 

 

Для выбранной рабочей точки вычисляются значения низкочастотных параметров, затем расчеты проводятся в следующем порядке.

1. Находится эквивалентное сопротивление нагрузки по переменному току, необходимое для обеспечения нужного коэффициента усиле­ния Кu: Rэн = Ku / S. При этом следует иметь ввиду, что максимальный коэффициент усиления каскада не превышает величины SRвхПОК.

2. Сопротивление Rк в цепи коллектора VT1 равно:

 

, где Rвх – входное сопротивление ПОК.

 

3. Падение напряжения на Rэ VT1 определим как:

UэIк 0× Rэ = 0,2× Uк 0, где Iк 0, Uк 0– положение рабочей точки VT1.

 

4. Rэ = Uэ/Iк 0, принимаем ближайшие значения по ряду стандартизо­ванных номиналов.

5. Напряжение смещения Uбэ для VT1:

 

Uбэm × Uт × ln (Iк 0/ I0),

 

m =1,2÷1,5, Uт = 0,026 в, I0 = 10-14 А для кремниевых транзисторов.

6. Падение напряжения на Rб 2:

 

URб 2 = Uбэ + Uэ.

 

7. Ток базы в рабочей точке Iб 0 = Iк 0/ h21э, отсюда ток делителя в цепи сме­щения: Iд = (5÷10)× Iб 0 и Rб 2 = URб 2/ Iд. Принимаем ближайшее значение по ряду стандартизованных номина­лов.

8. Напряжение питания каскада: Eк = Uк 0 + Iк 0× Rк, следовательно:

 

.

9. Сопротивление фильтра Rф:

,

выбирается по ряду стандартизованных номиналов сопротивлений.

 

10. Входное сопротивление схемы стабилизации:

 

.

 

11. Коэффициент стабилизации:

 

.

12. Входное сопротивление каскада по переменному току:

.

13. Амплитуда входного сигнала:

 

Uвх = U истRвх /(Rвх + Rист).

 

Необходимо, чтобы выполнялось соотношение UвхKu, в противном случае следует задаться большим запасом по усилению и пересчитать каскад.

Так как разделительные ёмкости на входе и выходе каскада и ёмкость Cф формируют его частотную характеристику в области низких частот, порядок их расчета будет изложен в соответствующем разделе.

Более сложные схемы предварительного усиления могут быть построены на основе дифференциального каскада. Пример такого схемотехнического решения приведен на рис. 12. Такие схемы осо­бенно удобны для уси­лителей с двухполярным питанием. К одному из входов каскада (Uвх2) обычно подключают цепь обратной связи с выхода всего усилителя. Порядок расчета дифференциального каскада принципиально не отличается от выше рассмотренного. Ток в рабочей точке транзи­стора VT1 задается вы­ходным током транзи­стора VT3. При известной крутизне транзисторов S коэффи­циент усиления ненагруженного каскада равен: Ku=2SRк. Его необходимо выбирать как можно большим для того, чтобы при включении цепи обратной связи (подача на вход каскада сигнала с вы­хода ОК) имелся дос­таточный запас по усилению для осуществления регу­лировки уровня вы­ходного сигнала.

Транзистор VT3 является токоотводом для транзисторов дифференциальной пары. VT4 включен как диод. Ток через него определяется коллекторным сопротивлением, напряжением источников питания. Обычно он задается в несколько раз большим, чем ток коллектора VT3. Работу токоотвода можно пояснить с помощью очевидного равенства:

 

 

Задаваясь положением рабочей точки VT4 и зная общий эмиттерный ток дифференциального каскада, можно найти соотношение резисторов в цепях эмиттеров транзисторов токоотвода.

Если рассмотренную схему реализовать на p–n–p транзисторах, то её применяют как динамическую нагрузку в каскадах предварительного усиления (см. выше) и дифференциальных каскадах.

 

 

2.6. Дополнительные сведения.

В случае отсутствия справочных данных о параметрах транзи­стора, возможно приближенное вычисление их значений для заданного коллекторного (эмиттерного) тока Iк в рабочей точке и коэффи­циенте усиления по току b = h21э (в режиме малого сигнала).

Формулы для расчета следующие [4]:

 

1. h21б = ;

 

;

 

;

 

– для германиевых транзисторов;

 

­– для кремниевых транзисторов;

.

2. .

 

3. .

 

4. – для германиевого транзистора;

– для кремниевого транзистора.

5. Напряжение смещения Uб0 в рабочей точке для кремниевого транзистора:

 

 

Uб0mUтln (Iк0 / I0э), m = 1,2÷1,6, Uт = 0,026 в, I0э = 10-14 а.

 

6. Граничные частоты: частота генерации: fг = (fa /30· бСк) 0,5, по крутизне усиления – fs = fh21б /(S×r¢б); в схеме с ОБfa = fh21б = m fг; в схеме с ОЭfb = fh21э = fг/ (1+h 21э).

 

 

2.7. Расчет коэффициента гармоник – Кг.

Нелинейные искажения оценивают по сквозной динамической характеристике каскадов ПОК и ОК, которая отражает зависи­мость выходного тока от ЭДС источника сигнала. Для ОК на составных транзисторах ЭДС источника сигнала определяется следующим образом:

 

,

 

где Rист=Rк для схемы рис.5 и Rист = 1/Gi (выходное сопротивление транзистора ПОК), если предвыходной каскад построен по более сложной схеме (рис.8-9), ДляПОК Eист = UбэVT5 + iбVT5 ·Rист. Rист – выходное сопротивлениекаскада предварительного усиления [4].

Сквозная динамическая характеристика строится на основе статических входных и выходных характеристик транзисторов [2,3,6]. Построение ведется сначала для ОК, затем для ПОК. На рисунке 13 приведены: входная динамическая характеристика транзистора и его выходная характеристика с нагрузочной прямой (например, для транзистора VT1).


В точках 1, 2, 3, 4, 5, 6 на выходной характеристике транзистора оп-

 

ределяется требуемое значение тока базы I б i при заданном токе коллектора Iкi. Зная базовый ток, по входной характеристике находят соответствующее входное напряжение . По характеристикам для транзистора, на­ходящегося в паре с транзистором VT1 (в данном случае это VT3) для токов: аналогичным образом находят величины и . Вычисленные значения подстав­ляются в соответствующие выра­жения для Eист и строится зависимость:

 

IkVT1+IбVT1=j (Eист).

Примерный её вид пока­зан на рисунке 14. По графику находят значения выходного тока, соответствующие половине номинальной выходной мощности усилителя – Iк max и режиму отсутствия входного сигнала – Iкmin, затем интервал напряжений Eист min ¸ Eист max делится пополам и находится Iк0,5. Далее вычисляются величины:

 

Imax = Iк max (1+b); I1 = Iк0,5 (1 + b); I0 = 2bIкmin;

I2 = – Iк0,5 (1b); Imin = – Iкmax (1b).

 

Здесь b – коэффициент ассиметрии. Для двухтактного выходного каскада, работающего в режиме В или АВ, его можно принять равным b=0,1¸0,20. Тогда амплитуды гармонических составляющих выходного сигнала определяются из следующих выражений:

 

 

 

;

 

 

Правильности расчета амплитуд гармоник проверяется выполнением условия: Iср + Im1 + Im2 + Im3 + Im4 = Imax. При численных расчетах амплитуды некоторых гармоник могут иметь отрицательные значения, что свидетельствует о начальной фазе, равной p, для данной гармоники.

 

Точно также строится динамическая характеристика для ПОК. Её примерный вид показан на рис.15. Токи Iтах и Iтin соответствуют токам выходного каскада указанным выше. Затем интервал напряжений Еист min ÷ Еист max делится на четыре равные части и определяются токи I1, I0, I2, (см.рис.15). Амплитуды гармонических составляющих выходного сигнала вычисляются по тем же выражениям, что и для оконечного каскада.

При вычислении общего коэффициента гармоник следует иметь в виду, что каскад с ОЭ «переворачивает» фазу входного сигнала, а каскад с ОК – нет. При этом отдельные каскады могут вносить дополнительные фазовые сдвиги для каждой отдельной гармоники. Однако, при малых коэффициен­тах гармоник в каждом каскаде эти сдвиги составляют не более 15°¸20°, и общий коэффициент гармоник в первом приближении можно определить как:

 

 

.

 

Если вычисленный коэффициент гармоник превысит допустимый уровень, то необходимо ввести отрицательную обратную связь.

Другим способом уменьшения нелинейных искажений является подбор рабочих точек транзисторов выходного и предварительного каскадов. Увеличение Iк 0 , как правило, ведет к снижению коэффициента гармоник. Для того, чтобы в полной мере использовать местную обратную связь в ОК, выходное сопротивление ПОК должно быть как можно меньше.

 

 

2.8. Расчет частотных характеристик

Задаваемые в исходных данных граничные частоты Fн, Fв определя­ются на уровне M = 0,707 (или –3 дБ) нормированной частотной характе­ристики всего усилителя. Значения этих частот обусловлено как свойст­вами транзисторов, так и параметрами схемы. Так как со­вре­менные транзисторы имеют максимальную частоту усиления fb >> Fв, то можно считать, что их параметры не зависят от частоты, и час­тотные свойства всего усилителя реализуются, в основном, схемотехниче­ски.

Порядок выполнения расчета следующий:

- оцениваются частотные искажения усилителя в области верхних частот и рас­считываются элементы схемы, задающие частоту ;

- определяются номиналы разделительных и корректирующих ёмко­стей, влияющих на нижнюю частоту .

1.Основное влияние на верхнюю граничную частоту в каскаде оказывает шунти­рующее действие различных ёмкостей, включенных параллельно тракту распространения сигнала. Полная шунтирующая ёмкость для каскада равна:

где Cвых – выходная ёмкость каскада; Cн – ёмкость нагрузки; Cм – ёмкость монтажа. Для вычисления этих ёмкостей [4] необходимо иметь следующие справочные данные:

- емкость эмиттерного перехода – Сэ ;

- ёмкость коллекторного перехода – C к .

Для схемы с общим эмиттером (ОЭ):


где R ~ - полное сопротивление нагрузки каскада по переменному току;

Выходная емкость: .

Для схемы с об

Поделиться:





Читайте также:

I. Рассчитайте коэффициенты корреляции (тесноту связи) между отдельными факторами, используя надстройку Пакет анализа.
II. Рассчитайте множественный коэффициент корреляции, коэффициент детерминации и коэффициенты множественной регрессии.
J Ознакомьтесь с описанием задач различных типов игр по М.Ф Стронину и определите, является ли данная классификация условной.
n - коэффициент подключения входной цепи следующего каскада к контуру УРЧ.
А) выявляется редко
А6. Коэффициент перед калием в уравнении реакции
Автором знаменитых апорий «Ахилл и черепаха», «Стрела» и др. является...
Анализ финансового состояния предприятия. Аналитические коэффициенты. Вертикальный и горизонтальный анализ. Проблемы анализа финансовой отчетности.
Анализ финансовых результатов и рентабельности активов организации на основе финансовых коэффициентов
Бог высказался откровенно о том, почему он нас создал такими, какие мы есть, и что является нашей ролью.






Воспользуйтесь поиском по сайту:



©2015 - 2024 megalektsii.ru Все авторские права принадлежат авторам лекционных материалов. Обратная связь с нами...