Назначение и общая характеристика системы

СИСТЕМА ДИСКРЕТНОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ

В системе дискретного преобразования сигналов производится когерентное накопление в цифровой форме пачек импульсов отра­женных сигналов с целью разделения по доплеровским каналам полезных сигналов и пассивных помех (защита от пассивных по­мех) и улучшения отношения сигнал/шум (повышение защищен­ности от активных шумовых помех).

В состав системы входят 4 угломестных канала обработки, устройство бланкирова­ния, устройство синхронизации и устройство контроля.

Каждый канал обработки имеет в своем составе два аналого-цифровых преобразователя (АЦП) и спецвычислитель, осущест­вляющий когерентное накопление пачек импульсов.

В АЦП производится преобразование в двоичные коды видео­сигналов, поступающих с выходов квадратурных каналов блока фазовых детекторов. Преобразование производится путем времен­ной и амплитудной дискретизации (квантования) аналоговых сиг­налов.

В зависимости от вида запуска предусмотрены два интервала временной дискретизации: при частом запуске t_д=1,33 мкс (Д=200 м), а при редком запуске t_д=2,66 мкс (Д=400 м). Число дискрет дальности (а следовательно, и число каналов дальности в каждом доплеровском фильтре) одинаково при обоих видах запуска и составляет 374.

Указанные интервалы временной дискретизации несколько меньше (tи/2 и tи)соответствующих длительностей импульсов но больше длительности импульса tи/4 применяемой в двух верхних лучах верхней зоны в третьем режиме обзора при частом запуске. Чтобы исключить в этом случае пропуск сигналов при временном квантовании, фильтрация таких импульсов в блоках фазовых де­текторов соответствующих угломестных каналов производится фильтрами, согласованными с импульсами длительностью имеющими полосу пропускания в 2 раза уже ширины спектра об­рабатываемых импульсов. При фильтрации в таких фильтрах им­пульсы растягиваются до длительности. что несколько больше интервала временной дискретизации. Возникающее при такой фильтрации ухудшение отношения сигнал/шум допустимо ввиду небольшой потребной дальности обнаружения при больших углах места.

Амплитудное квантование производится методом поразрядного взвешивания. Число разрядов двоичных чисел выбрано равным 10 (1 разряд знаковый и 9 значащих), исходя из требуемого динами­ческого диапазона АЦП и спецвычислителя. При достаточно боль­шом числе разрядов двоичных чисел, добавление еще одного раз­ряда(при сохранении шага квантования, цены двоичной еди­ницы) увеличивает динамический диапазон входных напряжений, представляемых двоичными числами, в 2 раза на 6 дБ). При 4 девятиразрядном (без знакового разряда) квантовании динамический диапазон АЦП составляв 54 дБ, что превышает требуемый коэффициент подавления пассивных помех.

Спец вычислитель осуществляет когерентное накопление пачек импульсов путём взвешенного суммирования кодов их амплитуд. Накопление производится порциями но 8 импульсов, имеющих по­стоянную частоту посылок. Результаты накопления каждых восемь импульсов выдаются в двоичном коде в систему первичной обра­ботки информации (ПОИ) для дальнейшей обработки пачки.

В зависимости от вида запуска и скорости вращения антенны число импульсов в пачке (усредненное по дальности и эффектив­ной отражающей поверхности цели) может быть от 25 до 80 (от 3 до 10 восьмерок). Окончательная обработка всей пачки импуль­сов в системе ПОИ заключается в обнаружении на фоне помех результатов когерентного накопления каждой восьмерки и некогерентного с логической (по критерию «к/n») обработки всей пачки. Значения критерия «k/n» устанавливаются в зависимости от ожи­даемого числа восьмерок в пачке импульсов. Такая процедура обработки, являясь существенно более простой по сравнению с ко­герентным накоплением всей пачки импульсов, естественно имеет потери в отношении сигнал/шум. Однако величина этих потерь сравнительно мала. Известно, например, что при некогерентном накоплении 10 импульсов потери в пороговом сигнале по сравне­нию с когерентным накоплением не превышают 2 дБ. Поскольку число восьмерок импульсов в пачке не превышает 10, потери в от­ношении сигнал/шум при описанном способе обработки по сравне­нию с когерентным накоплением всей пачки будут менее 2 дБ.

Когерентное накопление производится с учетом междупериодного изменения начальных фаз накапливаемых импульсов (Эта информация содержится в соотношении амплитуд и полярностеи импульсов на выходах фазовых детекторов квадратурных кана­лов). Поскольку в обзорных РЛС необходимо обнаруживать цели, движущиеся с любой, заранее неизвестной скоростью, рассматри­ваемое устройство должно обеспечить когерентное накопление пачки импульсов с любым междупериодным изменением фазы в пределах от 0 до 2p (или от —p до +p), т. е. должно быть мно­гоканальным по скорости. Из теории оптимальной фильтрации из­вестно, что число скоростных (доплеровских) каналов (фильтров) при оптимальной ширине полосы пропускания каждого фильтра должно равняться числу накапливаемых импульсов пачки. В РЛС19Ж6 в соответствии с числом накапливаемых импульсов выбран;) 8 доплеровских фильтров. Они пронумерованы от 0 до 7.

В нулевом фильтре когерентно накапливаются сигналы, не имеющие междупериодното сдвига фазы, сигналы, отражен­ные от целей, движущихся с нулевой или слепой радиальной ско­ростью (а также отражения от местных предметов). В первом фильтре наилучшим образом накапливаются сигналы с междупериодным изменением фазы Djт=(360/8)+45°, во втором филь­тре—сигналы с Djт=+90°, в третьем фильтре—сигналы с Djт=+135°, в четвертом фильтре—сигналы с Djт=180 в пятом филь­тре—сигналы с Djт=-135°(+225°), в шестом—сигналы с Djт=—90°(+270°), в седьмом фильтре-сигналы Djт=-45°(+315°).

При когерентном накоплении происходит разделение (локали­зация) по различным доплеровским фильтрам полезных сигналов и пассивных помех. В системе ПОИ производится раздельное об­наружение сигналов на выходе каждого доплеровского фильтра на фоне той помехи, которая выделена каждым фильтром. При разных междупериодных изменениях фазы у пассивной помехи и полезного сигнала помеха не мешает обнаружению сигнала (либо же ее мешающее влияние существенно ослабляется).

Существенным достоинством систем когерентного накопления по сравнению с системами СДЦ с череспериодным вычитанием является их универсальность (обеспечение защиты от раздельно или одновременно действующих активных шумовых и пассивных помех) и отсутствие необходимости в схемах компенсации дей­ствия ветра.

Результаты накопления каждых восьми импульсов пачки с вы­хода каждого доплеровского фильтра подаются в систему ПОИ через устройство бланкирования.

Устройство 'бланкирования ответных импульсных помех также является четырехканальным по углу места. Каждый канал со­стоит из устройства обработки бланков ПБО, поступающих с блока анализа НАП, и устройства бланкирования. В устройстве обра­ботки бланков производится выделение только бланков ответных помех (т. е. бланков, повторяющихся в соседних периодах посылок в одном и том же дискрете дальности), размножение их на всю пачку обрабатываемых эхо-сигналов (восстановление возможных пропусков бланков) и расширение их на 2 дискрета дальности для более надежного бланкирования ответных импульсных помех.

В устройстве бланкирования на время действия бланка раз­рываются цепи передачи информации с выходов доплеровских фильтров в систему ПОИ.

Блок синхронизации предназначен для формирования синхро­низирующих и управляющих сигналов, обеспечивающих синхрон­ную обработку всех устройств системы дискретного преобразова­ния сигналов. На вход блока подаются импульсы запуска с блока синхронизации и сигналы признака вида запуска со шкафа авто­матики.

Блок контроля формирует входные контрольные сигналы и анализирует выходные сигналы всех элементов системы, включая и блок синхронизации. При обнаружении отказа на табло шкафа индицируется условный номер отказавшей ячейки.

6.2. АЛГОРИТМ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ

Для рассмотрения алгоритма обработки используем комплекс­ное представление обрабатываемых сигналов.

Комплексная амплитуда <-го импульса накапливаемой пачки может быть записана в виде

Ui=U*e ^{j[(i-1)jc+jo]}

где i= 1, 2,.... N — номер импульса пачки;

N—число импульсов.в пачке (,в нашем случае /V=8);

U— амплитуда i-го импульса;

jо—начальная фаза первого импульса пачки;

jс=Wдс*Т — регулярное междупериодное изменение фазы импульсов;

Wдс — частота Доплера сигнала.

При когерентном суммировании сигналов все накапливаемые импульсы предварительно, путем соответствующего поворота по фазе, приводятся к одинаковой начальной фазе.

Оператор поворота вектора сигнала по фазе в n-м фильтре в i-м периоде посылок запишем в виде

e^-j(i-1)jn

где jn=n*2p/N - компенсирующий междупериодный сдвиг фазы сигналов в n-м фильтре;

n=0,1,2,..., N—номер доплеровского фильтра. Полагая для упрощения записи jо=0 (без потери общности рассмотрения), процедуру и результат обработки сигналов в i-м фильтре, заключающуюся в компенсации междупериодных фазовых сдвигов сигналов, их накоплении (суммировании) и взятии модуля суммы, можно представить в виде

Заметим, что выражение под знаком модуля с учетом значений jп совпадает с известным выражением дискретного пре­образования Фурье, а значение Uвыхn совпадает с значением ин­тенсивности n-й гармоники дискретного спектра пачки импульсов. Поэтому устройство когерентного накопления паxаки импульсов является устройством дискретного преобразования Фурье (ДПФ).

Прежде чем производить дальнейшие преобразования выраже­ния (6), найдем амплитудно-фазовую характеристику (АФХ) n-го фильтра. Она характеризует зависимость амплитуды сигнала на выходе фильтра от междупериодного сдвига фазы обрабатывае­мых импульсов jc.

Для нахождения АФХ положим в выражении (6) амплитуды всех импульсов Ui постоянными, а междупериодный сдвиг фаз jс изменяющимся (в пределах от —180° до +180°).

На основании сказанного из (6) получим следующую нормиро­ванную АФХ п-го фильтра:

 

(7)

 

При выводе (7) использовалось выражение для суммы N чле­нов геометрической прогрессии со знаменателем b=j(jc-jn)

Sn=(1-b^N)/(1-b)

 

В рассматриваемом случае (N=8} АФХ фильтра имеет вид

Здесь у, принимает значения Фи==—135°, —90°, —45°, 0, +45°, +90°, +135°, +180°.

АФХ некоторых фильтров изображены на рис. 40,а.

Такая форма АФХ легко подтверждается, например, графиче­ским нахождением суммы векторов сигналов с различным фазо­вым сдвигом.

Проанализируем, например, АФХ нулевого фильтра. В фильтре производится сложение импульсов пачки без предварительного из­менения их фазы (jо=0).

При сложении сигналов с амплитудой U, не имеющих между­периодного сдвига фаз (j=0), амплитуда выходного сигнала бу­дет равна Uвыхо_j=0=8Uc (рис. 41,а). При наличии некоторого сдвига фаз 0 < |j| <45° амплитуда выходного сигнала фильтра уменьшится по сравнению со случаем j =0 и, очевидно, тем сильнее, чем ближе |jс[ к 45° (рис. 41,6). При j=45° сумма векторов восьми импульсов образует замкнутую фигуру (правильный восьмиугольник), следовательно Uвыхо jс=45 Uc_jс=45=0 (рис. 41,б). При |jс|=90° (рис. 41,г) совокупность век­торов сигналов образует два накладывающихся друг на друга квадрата.'Аналогичным образом можно убедиться в равенстве нулю суммы импульсов при j=135° и 180°. При других значениях сдвигов фаз в окрестностях jс =45°, 90°, 135°, 180° сумма векто­ров не образует замкнутую фигуру и, следовательно, не равна нулю. Это свидетельствует о наличии у АФХ фильтра побочных максимумов Их уровень у функций (7), (8) велик и составляет около 25%(—14 дБ). Очевидно, амплитудно-фазовые характеристики других фильтров будут отличаться от АФХ нулевого фильтра только смещением по оси j(рис. 40,а).

Большой уровень боковых лепестков АФХ фильтров является их существенным недостатком, так как воздействие спектральных составляющих пассивной помехи по боковым лепесткам АФХ филь­тра может вызвать значительное снижение возможности обнаруже­ния полезных сигналов. Для уменьшения уровня боковых лепест­ков АФХ в фильтрах производится дополнительно весовая обра­ботка сигналов (умножение последовательности импульсов на ве­совые коэффициенты Ki).

 

Сглаживающие весовые коэффициенты выбраны вариационным методом исходя из условия уменьшения боковых лепестков АФХ фильтров до заданного уровня и имеют значения

К1=К8=0,15234375;

К2=К7=0,400390625;

К3=К6=0,751953125:

К4=К5=1.

Эти значения лежат на кривой колокольного вида (рис. 42). При­мерный вид АФХ даплеровских фильтров с весовой обработкой изо­бражен на рис. 40,6. За счет сглаживания обрабатываемой пачки импульсов уровень боковых лепестков АФХ фильтров уменьшается до — 35 дБ, но вместе с тем происходит расширение главных лепестков, что увеличивает взаимное перекрытие АФХ соседних фильтров. Так, например, нормированные АФХ первого и седьмого фильтров пересекаются с осью ординат на уровне 0,4. Это значит, что отражения от местных предметов ослабляются в этих фильтрах всего лишь в 2,5 раза по сравнению с уровнем этих отражений в нулевом фильтре. Для подавления в первом и седьмом фильтрах отражений от местных предметов приняты специальные меры, о которых будет сказано ниже.

Преобразуем выражение (9) к виду, позволяющему операция над комплексными величинами заменить эквивалентными им опе­рациями над действительными величинами (кодами квадратурных составляющих выходных видеосигналов приемной системы). Для этого используем тригонометрическую форму представления комп­лексных чисел:

Uie^j(i-1)jc =UiCos(i-l)jc+jUSin(i-l)jc=Xi+jYi (10)

Где Xi=UiCos(i-1)jc, Yi=UiSin(i-1)jc.

Очевидно, действительные числа Xi и Yi в выражении (10) представляют собой значения амплитуд (и знаков) видеоимпульсов пачки в i-м периоде посылок на выходах соответственно косинус­ного и синусного квадратурных каналов приемной системы.

Аналогичным образом разложим на квадратурные составля­ющие и оператор поворота сигналов по фазе

e^j(i-1)jn =Cos(i-l)jn+jSin(i-l)jn (11)

 

Подставляя (10) и (11) в (9), получим

Где

 

— реальная и мнимая части накопленной суммы комп­лексных сигналов.

В соответствии с (12) и (13) обработка сигналов в n-m фильтре заключается в умножении сигналов квадратурных каналов на сгла­живающие коэффициенты Ki и коэффициенты поворота сигналов по фазе cos(i—1)jn„ и sin(i-1)jn, раздельном вычислении в соответст­вии с (13) действительной и мнимой частей комплексной суммы и взятии ее модуля. Коэффициенты поворота могут быть вычислены заранее для каждого фильтра и каждого импульса пачки и запи­саны в память спецвычислителя.

Для примера из общего алгоритма (12), записанного для про­извольного (п-го) фильтра, найдем частные алгоритмы обработки сигналов в нулевом и первом фильтрах.

Положив в (12) и (13)jд =0, получим для нулевого фильтра

где

 

Обработка сигналов в нулевом фильтре заключается в раздель­ном суммировании взвешенных сглаживающими коэффициентами сигналов квадратурных каналов и объединении квадратур (нахож­дении модуля) по известному правилу.

В первом фильтре (jn=p/4 вычисление квадратурных составля­ющих суммы Хо и yi производится по алгоритму

Аналогичным образом можно найти алгоритмы обработки сиг­налов в остальных доплеровских фильтрах. Для облегчения яахож-дения значений коэффициентов поворота по фазе cos(i-1)j и sin(i-1)j можно воспользоваться векторной диаграммой на рис. 43.

Нетрудно заметить, что при значениях углов noворота j=0; p; ±p/2 один из коэффициентов поворота равен 1, а другой 0, а при значениях углов поворота ±p/4±p/2коэффициенты поворота равны Ö2/2 или -Ö2/2. Таким образом, по абсолютной величине ко­эффициенты поворота во всех фильтрах принимают только 2 значення:1 и Ö2/2. Одинаковость значений коэффициентов поворота в разных доплеровских фильтрах имеет место потому, что число на­капливаемых импульсов представляется степенью числа 2: N=2^K (а данном случае 8=2³). Это создает условия для реализации в спецвычислителе алгоритма быстрого преобразования Фурье (БПФ) за счет существенного уменьшения числа перемножении сигналов- на коэффициенты поворота (тем более, что один из коэф­фициентов поворота равен 1 и, следовательно, умножать на него не нужно).

Поделиться:

Воспользуйтесь поиском по сайту: