 |
Основные параметры систем с обратной связью
|
|
|
|
Для оценки с обратной связью используют следующие параметры:
1.вероятности трансформации переданной k – элементной комбинации в другую комбинацию входного множества Рош с (k) (вероятность ошибочного приема комбинации) и в сигнал стирания Рст с(k). В системах с одинаковыми входными и выходными алфавитами Рстс (к)=0. Вероятность Рошс (к) оценивается достоверность, обеспечиваемая системой с обратной связью.
2. Время задержки, которое в системах с обратной связью является случайной величиной. Поэтому для оценки системы, с точки зрения задержки информации, используют функцию распределения времени задержки Fl(t), равную вероятности задержки сообщения из l двоичных элементов на время, меньше t, т. е.
Fl(t) = P{t(l)<t}.
3. Скорость передачи. В системах с обратной связью число символов, поступающих на вход системы в единицу времени, меняется в зависимости от состояния канала связи, поэтому различают текущую и среднюю скорости передачи.
Текущая абсолютная скорость передачи R абс т есть отношение числа двоичных символов H(t), поступивших на вход системы от ДИ за время t, ко времени t:
R абс т = H(t)/t.
Средняя абсолютная скорость передачи R абс есть величина, к которой сходится по вероятности R абс т при достаточно больших t.
Текущая относительная скорость передачи R т есть отношение R абс т к скорости телеграфирования (скорости модуляции) N в бодах:
R т = R абс т / N = H(t)/Nt.
Средняя относительная скорость передачи R (или просто скорость передачи) есть величина, к которой сходится по вероятности R т при достаточно больших t. Скорость передачи R характеризует эффективность использования системой канала связи прямого направления.
4. Коэффициент использования каналов связи R эфф. Этот параметр необходим для оценки эффективности использования каналов связи как прямого, так и обратного направления. Если информация передается только в одном направлении и N1 – скорость телеграфирования в данном направлении, а N 2 – скорость телеграфирования в канале обратной связи, то
|
|
|
R эфф = R*N1/N1+N2 .
если же каналы связи обоих направлений одновременно используются для передачи информации соответственно со скоростями R1 и R2 , то
R’ эфф = (R1N1+R2N2)/(N1+N2).
5. Вероятности вставок и выпадений кодовых комбинаций. Из – за воздействия помех в канале обратной связи сигналы обратной связи могут искажаться. Это приводит к тому, что некоторые комбинации, выданные ДИ, вообще не попадут в ПИ, а некоторые комбинации могут быть выданы в ПИ дважды, трижды, и т. д. Эти события, которые могут иметь место в любой системе с обратной связью, в дальнейшем будем называть выпадениями и вставками комбинации. Они ведут к сдвигам комбинаций в выходной последовательности по отношению к комбинациям входной последовательности. Для потребителей информации эти сдвиги не равноценны ошибкам, связанным с ошибочным приемом двоичных символов. Поэтому вероятности выпадений Рвып и вставок Рвст комбинаций определяется отдельно и являются важными параметрами систем с обратной связью.
6. Сравнение систем с информационной обратной связью и решающей обратной связью
При симметричных и одинаковых по помехоустойчивости прямом и обратном каналах (р = р/) с независимыми ошибками системами с ИОС и РОС – 1 обеспечивают равную достоверность передачи сообщений. Это утверждение справедливо при безошибочной либо одинаковой по достоверности передаче служебных знаков. Различие в логике работы систем проявляется в скорости передачи. В большинстве случаев передача служебных знаков (а именно они по прямому канала передаются в системе с ИОС) требуют меньших затрат энергии и времени, чем передача по прямому каналу опознавателей в системе с РОС. Поэтому скорость передачи сообщений в прямом направлении в системе с ИОС больше.
|
|
|
Если помехоустойчивость обратного канала выше помехоустойчивости прямого, то достоверность передачи сообщений в системах с ИОС также выше. В случае полной бесшумной информационной обратной связи можно обеспечить, в принципе, безошибочную передачу сообщений по прямому каналу независимо от уровня помех в нем. Для этого надо дополнительно организовать корректировку искажаемых в прямом канале служебных знаков. Такой результат, в принципе, недостижим в системах с РОС распределенного типа.
В случае группирующихся ошибок существенную роль играют условия, в которых передаются информационная и контрольная части кодовых комбинаций в обеих системах связи. При использовании ИОС часто имеет место единственная декорреляция ошибок в прямом и обратном каналах. Рпи обычной РОС, когда сообщение и опознаватель передаются слитно, такая декорреляция отсутствует. Это вызывает увеличение вероятности не обнаруживаемой ошибки и, как следствие, ухудшение помехозащищенности передачи в системах с РОС.
Важную роль при сравнении передачи сообщений с РОС и ИОС играют также длина используемого кода n и его избыточность s/t. Если избыточность невелика (s/n<0,3), то даже при бесшумном обратном канале ИОС практически не обеспечивает по достоверности преимущества перед РОС. Однако скорость передачи у систем с ИОС по-прежнему выше.
Следует указать еще одно преимущество систем с ИОС, обусловленное различием в скорости. Каждому заданному значению эквивалентной вероятности ошибки соответствует оптимальная длина кода, при отклонении от которой скорость передачи в системе с РОС уменьшается. В системах с ИОС при s/n>0,3 передачу сообщений выгоднее вести короткими кодами. При заданной наперед достоверности скорость передачи от этого становится больше. Это выгодно с практической точки зрения, т.к осуществлять кодирование и декодирование при коротких кодах легче.
С увеличением избыточности кода преимущество систем с ИОС по достоверности передачи возрастает даже при одинаковых по помехоустойчивости прямом и обратном каналах, особенно если передача сообщений и квитанции в системе с ИОС организована так, что ошибки в них оказываются некорректированными. Энергетический выигрыш в прямом канале системы с ИОС оказывается на порядок выше, чем в системе с РОС.
|
|
|
Таким образом, ИОС во всех случаях обеспечивает равную или более высокую помехозащищенность передачи сообщений по прямому каналу, особенно при больших s и бесшумном обратном канале. ИОС наиболее рационально применять в таких системах, где обратный канал по роду своей загрузки может быть без ущерба для других целей использован для эффективной передачи квитирующей информации. ИОС менее пригодна или неприменима, когда пропускная способность обратного канала значительно ниже пропускной способности прямого канала или она существенно лимитирована.
Исследования показали, что при заданной верности передачи оптимальная длина кода в системах с ИОС несколько меньше, чем в системах с РОС, что удешевляет реализацию устройств кодирования и декодирования. Однако общая сложность реализации систем с ИОС больше, чем систем с РОС. Поэтому системы с РОС нашли более широкое применение. Системы с ИОС применяют в тех случаях, когда обратный канал может быть без ущерба для других целей эффективно использован для передачи квитанций.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ УПС
1 Рассчитать необходимую скорость передачи данных V исходя из объема передаваемой информации Iп, ориентировочного количества служебных символов Iсл и допустимого времени передачи Тсс.
V=(Iсл + Iп)/Тсс = (1,05 – 1,1) Iп)/Тсс. (1)
V= 1,1*260*10*3/(8*60) = 595,8 ≈600 бод.
На основании рекомендации МККТТ и соответствующих ГОСТов выбираем УПС-1,2 ТЧ/ТФ-ПД, предназначенное для полудуплексной передачи цифровых сигналов по коммутируемой телефонной сети общего пользования со скоростью 1200/600 бит/с. Рекомендации МККТТ V.23 и ГОСТ 20855-83. Передача данных должна осуществляться в одном направлении со скоростью 1200 или 600 бит/с,при использовании ЧМ синхронным или асинхронным способом. Возможно применение канала ОС с ЧМ и скоростью модуляции 75 бод. Этот дополнительный канал может быть использован для исправления ошибок с РОС. Частота среднего прямого канала 1700 и 1500 Гц соответственно. Девиация частоты для скорости 600 бод-+- 200 Гц. Нижняя частота 1300 Гц соответствует передачи двоичной «1» и верхняя частота 1700Гц- двоичному «0». Для обратного канала передачи двоичных «1» и «0» характеристические частоты 390 и 450 Гц соответственно. Для характеристических частот допускается отклонение от номинального значения не более чем +-10 Гц.
|
|
|
2. Длительность единичных элементов:
t о = 1/В = 1/600 =1,7*10 –3 с. (2)
где В – скорость модуляции. Из приложения 1, для данной скорости передач определяем: скорость модуляции В = 600 бит/с.
Несущая частота fн =1500 Гц, девиация частоты (для ЧМ) 200 Гц.
3 Для выбранного метода модуляции рассчитываем полосу пропускания фильтров передачи и приема.
для радиосигналов с двумя боковымя полосами: D Fк = 1,42В;
Ширина полосы пропускания D Fпф фильтров передачи и приема принимается:
D Fпф = D Fк = 1,42*600=852 Гц. (3)
С учетом допуска на временную и температурную нестабильность параметров элементов фильтров, обычно D Fпф принимают несколько большим расчетного значения.
4 Определяем частоты вспомогательного генератора преобразователя и центральных полосовых фильтров. Центральная частота полосового фильтра зависит от частоты модуляции. Частота модуляции должна быть в 5–10 раз выше частоты изменения модулирующего сигнала, т.е.
f1м >(5 – 10)В>8000 Гц (4)
Можно принять f1м=8 кГц, то генератор преобразователя должен иметь частоту:
f2м = f1м – fн = 8 – 1,5 =6,5 кГц (5)
Полоса пропускания фильтра ПФ2 при этом находится в пределах (1,5 ± 1,15) кГц, т.е. от 350 до 2650 Гц. Сдвиг частот генераторов Г1, Г2, Г3 не может превышать при этом ±1 Гц.
5 Определяем частоты приемного преобразователя f3м.
Для уменьшения искажений на приёмной стороне демодуляцию проводят на повышенной частоте. С целью упрощения реализации УПС частоту преобразователя f3м целесообразно принимать:
f3м =f2м=6,2 кГц. (6)
6 На основании скорости модуляции и типа канала выбраем допустимую вероятность ошибочного приема единичных элементов УПС Р0 (приложение 2).
Р = 1*10 -3
Формула для расчета Рош:
Р ош =0,5*(1-Ф(√ h))
Из таблицы значений функций Крампа Ф(х) (1) находятся отношения эффективных значений напряжений сигнала Uсэф и помехи Uпэф q = Uсэф/Uпэф. С учетом того, что погрешность синхронизации может вызвать дополнительные ошибки, величину q принимают несколько больше расчетной.
|
|
|
7 Определяем эффективное значение помехи на выходе ПФ приемника. За счет фильтрации эффективное значение помехи на выходе ПФ приемника:
(7)
где Uпэф эффективное значение флуктуационной помехи в полосе канала.
U пэф = √(2,2*10 –3) 2 *855/852 =2,2 мВ
Ф(√ h) = 1-2Ро = 1-1*10 –3 = 0,999
√ h =3,3; h = 10, 89
h=q√∆Fп/B
 |
q=h/√∆Fп/B =9,14
Ucэф = qUпэф = 9,14*2,2=20,1 мВ (8)
Эффективное значение сигнала на входе приёмника
Минимальный уровень сигнала на выходе передатчика (вход канала)
r свых = 20 lg(Ucэф/775). (9)
r свых = 20 lg(20,1/775)= -31,7 дБ
Здесь, 775 мВ, напряжение в точке канала, принятой за исходную.
С учетом затухания канала минимальный уровень сигнала на выходе передающей части (на входе канала) должен быть:
r свх> r свых +аост. (10)
где аост – остаточное затухание канала.
r свх >-31,7+10 = -21,7
При этом, должно выполняться условие r свх< r сдоп. Максимально допустимый уровень сигнала на входе некоммутируемого канала ТЧ, согласно ГОСТ 25007–81, равен – r сдоп = 13дБмО.
8 Вероятность ошибки по элементам за счёт перерывов Роп.
Р0П< r сдоп» 0,5(tпр n пр)/(3600τ0В)=(ν пр t пр)/7200=(20*10-6*0,15)/7200=4,16*10-10
где tпр –средняя длительность перерывов при учете прерываний длительности свыше t 0, n пр – интенсивность перерывов (количество перерывов в час), t 0 – длительность единичного интервала.
Максимальная допустимая вероятность ошибки на выходе УПС от воздействия флуктуационных помех:
Р0ф Ј Р0 – Р0п. (12)
Роф>=Рлз
Роф≈10-5≈5*10-5
9 Выбор метода регистрации. Эффективная исправляющая способность приемника m эф = 47% для синхронных систем. Максимально допустимая среднеквадратическая величина краевых искажений d кв, которая:
при интегральном методе регистрации:
Р0доп = 0,5[1 – Ф(z)] + 2Т(z1,m1) – 2N(z,m3). (14)
где T(z,m) – функция Оуэна, Ф(z) – функция Крампа значения которой при различных z и m приведены в [1].
z = μэф – δпр*δкв
z1 = (0,5 – δпр)/(2δкв) (15)
m1 = 0,5/(0,5 – 2δпр)
m3 =апр/(0,5 – апр) (16)
апр=0,01
11 Рассчитаем параметры УСДУ формирования тактовых импульсов.
На основе исправляющей способности m эф вычисляем максимально допустимую погрешность синхронизации εс и определяем коэффициент нестабильности частоты задающего генератора kf , а также коэффициенты деления реверсивного счетчика S, делителя частоты mд и частоту задающего генератора.Допустимая погрешность синхронизации:
адоп = ас = 0,5 – мэф – δпр (19)
где εс – погрешность синхронизации, μэф – эффективная исправляющая способность приёмника при краевых искажениях сигнала, δпр – преобладание приёмника.
адоп= 0,5 - 0,47 = 0,03
Если допустимая величина погрешности синхронизации адоп Ј 0,03, то такая погрешность устройства синхронизации практически не влияет на помехоустойчивость приемника. Тогда допустимую величину коэффициента нестабильности задающих генераторов kf модулятора и демодулятора можно определить из неравенства:
kf Ј e доп/(2Вtпс). (20)
kf = 0,06/(2*600*0,5) = 5*10 –4 Гц
Погрешность синхронизации εс включает в себя статическую e ст и динамическую e дин составляющие, причем
e ст + e дин = e доп=0,08-0,022=0,058 (21)
Распределяем погрешность тактовой синхронизации на статическую и динамическую составляющие следующим образом:
e ст = 0,008; e дин = 0,022.
Среднеквадратическая величина краевых искажений тактовой последовательности импульсов:
d кв = 
В/(q D Fпф). (22)
d кв = 1,41*600/(9,14*852) = 0,109
Решая систему уравнений:
e ст =1/mд + 4kf S,
e дин = 3 
(23)
находим S и mд.
S = 8,5
m д =35,3
Частота задающего генератора устройства синхронизации:
f0 = mдfв. (24)
f0 = 35,3*1700=59,9 кГц
Время вхождения в синхронизм:
tвс = Smд/B. (25)
tвс = 8,5*35,3/600 = 0,5 с.
не превышает величину установленную техническим заданием.
12 Определить абсолютную величину смещения пересечения нулевого уровня смеси сигнала с шумом на выходе приемного фильтра.
δкв = 1/ D Fпф. (32)
δкв = 1/852 = 0,00117
Полагая погрешность синхронизации когерентных колебаний e с=2% при рассчитанном среднеквадратическом отклонении фазы колебании от номинального значения d кв = 0,11, распределить e с на статическую и динамическую составляющие:
e ст=0,008, e дин = 0,022. (e с = e ст + e дин = 0,11+0,12=0,2).
Решая систему уравнений:
e ст =1/mд + 4kf S, (34)
e дин = 3· (35)
определяем значения S и mд.
S = 0.097; m д = 5,5
В связи с тем, что частота опорных колебаний, подаваемых на фазовый дискриминатор УВКК, при ТОФМ должна быть в 8 раз выше частоты демодулируемых сигналов, частота задающего генератора будет равна:
fо = 8mf fнвч. (36)
13 Время синхронизации опорных колебаний:
tсок =Smffнвч. (37)
t сок = 8,5*35,3/1300 = 0,23 с.
что меньше установленному техническим заданием.
14 Для определения необходимости коррекции характеристики ГВП канала рассчитать максимально допустимую величину ее неравномерности. Так как характеристики ГВП для канала ТЧ имеет обычно четно-симметричный характер, то:
t ср.доп = 1/В. (38)
t ср.доп = 1/600 = 0,0017 с.
При этом, если полученное значение окажется меньше установленной техническим заданием неравномерности характеристики ГВП, то на входе демодулятора необходимо установить фазовый корректор, который должен снизить неравномерность
группового времени прохождения сигнала менее t ср.доп мкс.
МОДЕМ на 1200 / 600 бит/с
При передаче со скоростью, варьируемой в пределах до 1200бит/с, используется большая часть полосы частот канала ТЧ. Поэтому при работе по коммутируемой телефонной сети модем на 1200/600бит/с может передавать данные только в одном направлении. Однако направление передачи можно менять (полудуплексный режим). С помощью стыка 111 можно переключать с 1200 бит/с на 600 бит/с.
8.1.Метод передачи данных по основному каналу. Метод передачи с варьируемой скоростью, а также синхронной передачи со скоростями 1200 бит/с и 600 бит/с установлен рекомендацией МККТТ V.23. В данном случае используется двоичная частотная модуляция.
При передаче со скоростью до 600 бит/с используют среднюю частоту 1500 Гц и девиацию частоты 200 Гц. Таким образом, для 600 бит/с-1300 и 1700 Гц. При индексе модуляции h=2/3 обеспечивается особенно благоприятная форма кривой спектральной плотности мощности. Для характеристических частот допускается отклонения от требуемых значений не более чем на ±10 Гц. С учетом возможного сдвига частоты до ± 6 Гц в высокочастотном тракте канала связи максимальное отклонение каждого из значений частоты на приеме может достигать ± 16 Гц. Для скоростей до 600 бит/с предусмотрены свои, отдельные характеристические частоты в расчете на такие соединительные тракты, верхняя граничная частота полосы пропускания которых особенно низка, что, например, имеет место при использовании средне- и тяжелопупинизированных кабелей.
8.2.Принцип построения модели. На рис.8.2. представлены структурная схема рассматриваемого модема с указанием цепей стыка. Блок подключения входят элементы предназначенные для установления и разъединения соединения, а также обеспечение взаимодействия с устройством автоматического вызова. Дифференциальный трансформатор, установленный в блоке подключения, и фильтры, входящие в состав передатчика и приемника канала передачи данных и вспомогательного канала, обеспечивают устранение переходных помех между ними. При использовании двух каналов – основного и вспомогательного – мощность сигнала в каждом из них не должна превышать половины допустимой для телефонного соединительного тракта средней мощности.
В тех случаях, когда при передаче изохронных сигналов данных должен быть обеспечен тактовый синхронизм АПД, в описываемом модеме может модеме может быть предусмотрен тактовый генератор. В интервале времени разделяющей состояние «включено» в цепях 105 и 106, посылается синхронизирующая последовательность вида 101010… При этом следует иметь в виду, что указанная последовательность появляется на стыке цепи 104 в то время, когда цепь 109 стыка на приемной стороне уже перешла состояние «включено», а цепь 106 на передающей стороне еще находится в состоянии «выключено».
Стык
120/ HS2
121/HM2
|
118/HD1
 | |
105/S2
106/M2
| ||||
 | ||||
103/D1
Абонентский
|
111/S4
 | |||||||
| | | | |||||
113/T1
114/T4
115/T4
 | |||
| |||
104/D2
 | |||
| | |||
|
109/M5
119/HD2
122/HM5
107/M1
108/S1
125/M3
102/E2
| |  |
101/E1
Рис.8.2.Модем на 1200/600 бит/с.
8.3.Модулятор и демодулятор основного канала. Модуляцию и демодуляцию в основном канале можно осуществлять по тем же принципам, которые использованы на 200 бит/с. Однако из-за сравнительно широкой (по отношению средней частоте) полосы частот в данном случае наиболее эффективны другие пути реализации этих операций, в частности для демодуляции целесообразно использовать дискриминаторы, работающие по принципу измерения интервала времени между двумя переходами сигнала ЧМ через нуль.
Ограниченный по полосе
Принятый сигнал
 | |||||||||
 |  |  | | ||||||
t
|
А)
| | | | | | | | | |
t
|
| | |  |
Пороговый уровень
t
|
| | |||||||||||||||
 |  | | | |  |  | |||||||||
t
Г)
Рис.8.3.Структурная схема дискриминатора переходов через нуль и временные диаграммы сигналов:
О – ограничитель; И – схема для получения импульсов; Л – звено, формирующее линейно изменяющийся во времени сигнал; ПС – пороговая схема.
Как видно из рис. 8.3. на котором приведены временные диаграммы иллюстрирующие один из возможных вариантов этого метода демодуляции, на выходе дискриминатора получается последовательность импульсов (диаграмма «г») у которой постоянная составляющая зависит от частоты. Поскольку такого рода «дискриминаторах перехода через нуль» полоса частот не ограничивается, их помехоустойчивость несколько ниже, чем у частотных дискриминаторов с колебательными контурами.
|
|
|
|
|
принятый
|
|
|
