Главная | Обратная связь | Поможем написать вашу работу!
МегаЛекции

Канальный ресурс и его характеристики




На физическом уровне (на радиоинтерфейсе) в E-UTRAN используют технологию OFDM с модуляцией 4-ФМ, 16-КАМ и 64-КАМ. При этом число поднесущих частот в рабочей полосе 20 МГц составляет 1200.

Для взаимной синхронизации E-UTRAN и UTRAN используют тактирование с длительностью временной единицы Ts = 1/(15000×2048)c. Передача по радиоканалу идет кадрами длиной 10 мс, что составляет 307200 Ts. Кадр состоит из 20 временных слотов длиной 15360×Ts = 0,5мс, пронумерованных от 0 до 19. Два последовательных слота составляют 1 субкадр – всего 10 субкадров, от 0 до 9 рис.2.8. Различают 2 структуры кадров: кадры типа 1 при работе с частотным дуплексом (FDD) и кадры типа 2 при работе с временным дуплексом (TDD). На рис. 2.9. показаны структуры кадров с FDD и TDD.

Рис.2.8. Структура кадра LTE

Рис.2.9. Конфигурация кадра при частотном и временном дуплексе

При частотном дуплексе в каждом субкадре идет одновременная передача вверх (UL) и вниз (DL) в разных частотных полосах. При временном дуплексе в некоторых субкадрах идет передача вниз (D), в других вверх (U). Кроме того, есть специальные (переходные) субкадры (S),состоящие из трех полей: DwPTS – поля передачи вниз, UpPTS – поля передачи вверх и защитного интервала (GP). В сетях LTE согласно спецификациям возможны 7 конфигураций кадров при временном дуплексе (рис.2.10).

Рис.2.10. Конфигурации кадра при временном дуплексе

Так как число символов в поле вниз DwPTS специального субкадра гораздо больше количества символов в поле вверх UpPTS, то при оценке относительного времени передачи DL:UL на рис. 2.10 специальные субкадры относим к субкадрам передачи вниз.

В сетях LTE с временным дуплексом суммарная пропускная способность в рабочей полосе делится между потоками вниз и вверх в соответствии со сценариями на рис. 2.10. Это позволяет оператору менять конфигурацию кадра в зависимости от реальной картины трафика, который, как правило, асимметричен. Для сетей LTE с временным дуплексом выделены полосы частот в диапазоне от 1900 до 3800 МГц [1, гл. 3.2], что предполагает использование этого варианта дуплекса в микро, пико и фемтосотах.

При расстоянии между поднесущими ∆F = 15 кГц длина OFDM-символа составляет 1/∆F ≈ 66,7 мкс. В каждой половине субкадра (слоте длиной 0,5мс) передают 6 или 7 OFDM-символов в зависимости от длительности циклического префикса СР (cyclic prefix) ‒ активной паузы между символами. Длительность циклического префикса TCP составляет 160Тs ≈5,2 мкс перед первым символом и 144Тs ≈4,7мкс перед остальными символами. Возможен вариант использования расширенного СР длительностью 512 Тs ≈16,7мкс. В этом случае в одном субкадре размещают 6-OFDM символов (рис.2.11).

Весь канальный ресурс разделяют на ресурсные блоки (РБ). Ресурсный блок состоит из 12 расположенных рядом поднесущих, занимающих полосу 180 кГц и одного временного слота (7 или 6 OFDM-символов на интервале 0,5 мс). Каждый OFDM-символ является ресурсным элементом (РЭ); его характеризуют 2 параметра {k,l}, где k определяет номер поднесущей, а l ‒ номер символа в ресурсном блоке. При передаче вниз, от eNB к UE, в каждом блоке из 12×7 = 84 РЭ часть ресурсных элементов используют для передачи опорных (reference) символов (рис.2.12). Выделяемый канальный ресурс определяют числом ресурсных блоков или групп ресурсных блоков.

Рис.2.11. Структура слота на физическом уровне

Реальная скорость передачи данных уменьшается из-за передачи опорных символов и управляющих каналов. Опорные символы (CRS – Cell-specific Reference Signals) используют для организации когерентной демодуляции и оценки каналов. При работе нескольких передающих антенн каждой антенне выделены определенные РЭ для передачи опорных символов. Расположение CRS в ресурсном блоке при работе eNB с 4 антеннами показано на рис.2.13. В LTE передающим антеннам присваивают номера логических антенных портов. Символы, помеченные R0, передает порт 0, символы R1 – порт 1, R2 – порт 2, R3 – порт 3. Снижение пропускной способности ресурсного блока (в процентах) из-за передачи опорных символов приведено в табл. 2.1.

Рис.2.12. Структура ресурсного блока при передаче вниз

Рис.2.13. Позиционирование опорных символов в ресурсном блоке при передаче вниз

Таблица 2.1

  Нормальный СР Расширенный СР
1 перед. антенна 4,76 5,56
2 перед. антенны 9,52 11,11
4 перед. антенны 14,29 15,87

 

При выделении канального ресурса вверх используют те же понятия ресурсного блока (12 поднесущих общей полосой 180 кГц в слоте), и субкадров длительностью 1 мс с 7 или 6 OFDM-символами в каждом слоте. Пример распределения канального ресурса между разными абонентами (User) проиллюстрирован рис.2.14.

Рис.2.14. Распределение канального ресурса вверх

При передаче вверх используют модифицированную технологию OFDM, а фактически организуют передачу широкополосного сигнала на одной несущей. Цель данного метода состоит в том, чтобы уменьшить пик-фактор передаваемого сигнала, поскольку высокий пик-фактор является существенным недостатком технологии OFDM. С этой целью до формирования сигнала OFDM осуществляют прямое быстрое (дискретное) преобразование Фурье передаваемого сигнала (БПФ), после которого переходят к OFDM (рис. 2.15). Такая технология получила название БПФ-OFDM или SC-FDMA (Single Carrier-Frequency Division Multiple Access). Рассмотрим последовательность операций при передаче.

 

Рис.2.15. Генерация сигнала БПФ-OFDM

Массив символов { } передаваемого сообщения делят на сегменты размером MSC, где MSC – суммарное число поднесущих во всех выделенных вверх абоненту РБ (например, в 5 РБ MSC = 12×5 = 60). Далее над каждым сегментом из MSC символов производят ДПФ по формуле [9]

Полученные комплексные числа zk представляют собой MSC дискретных аналоговых отсчетов спектра одного сегмента передаваемого массива.{ a0…aM-1 }. Их размещают на поднесущих соответствующего OFDM-символа. После выполнения ОБПФ во время передачи данного OFDM-символа в канале фактически передают сигнал, представляющий собой последовательность символов данного сегмента. В результате пик-фактор OFDM-сигнала соответствует пик-фактору исходной последовательности.

При приеме сигнала SC-FDMA над ним производят операции, обратные тем, что были при передаче (рис. 2.16.). Для минимизации влияния на качество приема межсимвольной интерференции при передаче между символами после выполнения ОБПФ вставляют СР, а в приемниках SC-FDMA после блока ОБПФ используют эквалайзеры.

Рис.2.16. Прием сигнала DFTS-OFDM

В E-UTRA специфицированы 6 полос частот для развертываемых сетей (табл.2.2). В ней также приведено максимальное число ресурсных блоков в одном временном интервале при передаче вниз и полоса частот, вырезаемая приемником UE для обработки принятого сигнала (measurement bandwidth в [10]).

Таблица 2.2

Полоса частот (МГц) 1,4          
Число ресурсных блоков            
Полоса в приемнике (МГц) 1,08 2,7 4,5   13,5  

 

Абонентский трафик передают блоками, которые размещают в субкадрах. Структура субкадра вниз (кроме 0 и 5 субкадров) приведена на рис. 2.17. В начале каждого субкадра размещают каналы управления: PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel) – канал, где указано, сколько OFDM-символов выделено в субкадре для передачи управляющих каналов (от 1 до 4 OFDM-символов), PHICH (Physical Hybrid ARQ Indicator Channel) – канал для передачи подтверждений (неподтверждений) принятых в предыдущих субкадрах блоков трафика вверх (от UE) и PDCCH (Physical Downlink Control Channel) – канал для передачи информации о выделении ресурсных блоков и форматах передачи в канале с разделением пользователей вниз PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) и каналах вверх PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) и PUCCH (Physical Uplink Control Channel) [3].

Остальную часть субкадра вниз занимает канал PDSCH, где размещают пакеты (блоки) трафика, вызовы абонентов (пейджинг), ответы eNB на запросы мобильных терминалов на доступ к сети, а также блоки системной информации SIB (System Information Blocks).

Рис.2.17. Распределение канального ресурса в субкадре вниз

В субкадрах 0 и 5, кроме указанных каналов, передают 2 синхронизирующих сигнала: первичный PSS (Primary Synchronization Signal) и вторичный SSS (Secondary Synchronization Signal), а в нулевом субкадре еще канал передачи системной информации PBCH (Physical Broadcast Channel) (рис.2.18)[4]. Синхронизирующие сигналы используются абонентскими терминалами для обнаружения сети LTE и синхронизации с ней. Что касается канала PBCH, то в нем передают всего несколько параметров. Основную часть системной информации оператор размещает в системных блоках (SIB).

Рис.2.18. Распределение канального ресурса в субкадре 0 при частотном дуплексе

Рис.2.18. Распределение канального ресурса в субкадре 0 при частотном дуплексе

Содержание основных блоков системной информации [11]:

SIB1 – повторяют каждые 80 мс (8 кадров), передают идентификатор сети, код зоны слежения, идентификатор соты, статус соты, позиционирование остальных SIB,

SIB2 – содержит информацию о конфигурации радиоресурса: разнос частот вверх и вниз, запрет на определенные виды услуг, номера субкадров для передачи мультимедийного вещания, полоса (число РБ) при передаче вверх,

SIB3 – общая информация, относящаяся к реселекции сот, включая межсистемные переходы,

SIB4 – список соседних сот с их специфическими параметрами, необходимыми для выполнения процедуры реселекции сот без смены частоты,

SIB5 – информация, необходимая для реселекции сот внутри E-UTRA со сменой рабочей частоты,

SIB6-8 – содержит информацию, необходимую для межсетевых переключений UE на UMTS (SIB6), GERAN (SIB7), CDMA2000 (SIB8),

SIB9 – содержит идентификатор фемтосоты Home eNB Identifier (HeNBID),

SIB10-11 – передачапервичных и вторичных предупреждений о землетрясениях и цунами,

SIB12– передача срочных коммерческих сообщений,

SIB13 – информация о передаче каналов управления мультимедийного вещания.

 

Технологии MIMO

MIMO (Multiple Input – Multiple Output) - многоантенные технологии, используемые для решения двух задач:

- повышения качества связи за счет пространственного временного/частотного кодирования и (или) формирования лучей (beamforming),

- увеличения скорости передачи при использовании пространственного мультиплексирования [12].

В любом варианте MIMO речь идет об одновременной передаче в одном физическом канале нескольких сообщений. Для реализации MIMO используют многоантенные системы: на передающей стороне имеется M передающих антенн, а на приемной стороне N приемных. Эту структуру поясняет рис. 2.19.

Математическая модель, описывающая систему (рис.2.19), представляет собой векторное уравнение

r = H × s + n (2.5)

где r и s - вектора принятых и переданных сигналов, а n – вектор помех на входе приемников.

Рис.2.19. Модель канала с М передающими и N приемными антеннами

Коэффициенты передач между различными передающими и приемными антеннами определяет матрица H:

(2.6)

элементы которой hij являются комплексными коэффициентами передачи напряжения между i приемной антенной и j передающей. Для того, чтобы приемник мог различать сигналы, передаваемые разными антеннами, коэффициенты матрицы Н должны быть между собой некоррелированными.

Когда речь идет о макросотах (сотах на открытом воздухе с высоко поднятыми антеннами), то для обеспечения низкой корреляции приходящих на UE лучей с разных антенн, требуется разнос антенн на eNB порядка 10λ (длин волн). В то же время на мобильном терминале обычно достаточно разнести антенны на λ, чтобы получить слабо коррелированные приходящие сигналы. Это обусловлено тем, что множество лучей, вызывающих быстрые замирания сигналов и их декорреляцию, обычно формируется в ближней зоне около UE. Такая картина типична для микро и пикосот в зданиях. Точно также антенны eNB, установленных внутри помещений или под крышами зданий, могут быть разнесены на гораздо меньшую дистанцию, чем в макросотах. Все сказанное относится к антеннам с одинаковой поляризацией. Разумеется, что использование антенн с ортогональной поляризацией обеспечивает слабую корреляцию коэффициентов передачи hij. [13].

Коэффициенты hij приемник рассчитывает, принимая опорные (символы). Эти опорные символы передающие антенны излучают по очереди по установленному алгоритму (рис. 2.13). При передаче опорного символа одной антенной все остальные антенны “молчат”.

При пространственном временном/частотном кодировании группу символов передают либо последовательно во времени на одной поднесущей (пространственно-временное кодирование), либо одновременно на нескольких поднесущих (пространственно-частотное кодирование) параллельными потоками [14]. В практике многоантенных систем широкое применение нашла схема Аламути пространственно-временного кодирования (Space Time Coding – STC). В ней в конфигурации антенн 2×1 (рис.3.20) через антенны 1 и 2 передают следующие друг за другом символы S1 и S2 и их комплексно-сопряженные значения S* одновременно в 2 последовательных момента времени:

Рис. 2.20. STC при конфигурации антенн 2×1

При приеме в моменты t = 0 и t = 1 получают следующие сигналы:

r(0) = h1s1 + h2s2 + n(0) (2.7)

r(1) = -h1s2* + h2s1* + n(1),

где n(0) и n(1) – соответствующие отсчеты помехи (шума).

Для выделения сигналов s1 и s2 выполняют две линейные операции:

y1 = h1*r(0) + h2r*(1) = (|h1|2 + |h2|2)s1 + h1*n(0) + h2n*(1) (2.8)

y2 = h2*r(0) - h1r*(1) = (|h1|2 + |h2|2)s2 + h2*n(0) – h1n*(1)

В результате устраняются пространственные взаимные помехи, а результирующее отношение сигнал/помеха

(2.9)

Из (2.9) следует, что даже в случае глубоких замираний по одному из каналов (h1 или h2 →0), будет идти прием по другому каналу.

При пространственном мультиплексировании через разные передающие антенны идут разные потоки данных. В результате скорость передачи данных в радиоканале увеличивается в М раз, где М – число независимых потоков данных.

В сетях LTE можно реализовать как однопользовательские MIMO (SU-MIMO), так и многопользовательские MIMO (MU-MIMO). При SU-MIMO вниз все разные потоки данных, передаваемые в одном частотном канале, принимает один UE. В направлении вверх один UE также может передавать через разные антенны несколько независимых потоков.

При MU-MIMO вниз разные потоки будут направлены разным UE, причем каждый мобильный терминал получает только один поток. При использовании MU-MIMO вверх в одном частотном канале одновременно передают несколько UE. На рис. 2.21 показана структура MU-MIMO вниз с 4 UE.

 

Рис.2.21. Структура MU-MIMO вниз с 4 UE

 

При переходе от Rel.8 к Rel.10 спецификаций возможности использования технологий MIMO существенно расширились (табл.2.3).

Таблица 2.3.

Используемая технология LTE LTE-A
Релиз 8 Релиз 9 Релиз 10
Вниз SU-MIMO До 4 потоков До 4 потоков До 8 потоков
MU-MIMO До 2 абонентов До 4 абонентов До 8 абонентов
Вверх SU-MIMO 1 поток 1 поток До 4 потоков
MU-MIMO До 8 абонентов До 8 абонентов До 8 абонентов

 

Остановимся на особенностях реализации MIMO вниз в LTE-A. eNB должен передавать опорные символы с каждой антенны, чтобы UE, принимая их, могли рассчитать коэффициенты матрицы Н (2.6). Однако, уже при 4-х работающих антеннах снижение пропускной способности ресурсного блока составляет почти 15% (табл.2.1). Чтобы не увеличивать дальнейшего снижения пропускной способности каналов трафика при 8 антеннах, в LTE-A введена новая структура передачи опорных сигналов.

Во-первых, продолжается передача опорных символов (CRS), специфицированных для 4 антенных портов (рис.2.13). Заметим, что представленная на рис.2.13 конфигурация CRS зависит от идентификатора соты [1, гл.3.3]. Сохраняя структуру, она может смещаться внутри РБ по вертикали (поднесущим) на 0…5 позиций. Это обеспечивает прием CRS мобильными терминалами с минимальными помехами из соседних сот. Сами опорные символы представляют собой комплексные числа С(n) = С1(n) + jС2(n), которые в нормализованном виде составляют 4 возможные комбинации: 1+j, 1–j, -1+j, -1-j, что соответствует 4 позициям радиосигнала при модуляции 4-ФМ (рис. 2.6). Значения С1(n) и С2(n) зависят от номера РБ, номера тайм-слота, номера антенного порта и определяются из кодов Голда, генерируемых eNB при передаче.

В сетях LTE-A eNB, кроме CRS, передает дополнительные опорные сигналы: CSI-RS (Channel State Information – Reference Signal) и UE-RS (UE specific Reference Signal) [9]. Антенны, через которые идут передачи без дополнительных опорных сигналов, идентифицируют как логические антенные порты 0…4. Если передают UE-RS, то таким антенным портам присваивают номера 7…14, а при передаче CSI-RS – 15...22.

Сигнал CSI-RS используют для оценки качества каналов вниз. Его передают по всем РБ, но с большим временным интервалом в 5, 10, 20, 40 или 80 мс. CSI-RS нельзя размещать в субкадрах 0 и 5, где идет передача синхронизирующих сигналов и канала PBCH, а также в субкадрах, где передают SIB1 или пейджинг. Один сигнал занимает 2 РЭ и состоит из комбинации { Сн(n), Сн(n) }в нечетных антенных портах и { Сч(n), ‒Сч(n) }в четных портах. Как и в CRS, Сн(n) и Сч(n) –сигналы 4-ФМ, где позиции сигналов определяют из кодов Голда.

На рис.2.22а – 2.22в показано размещение всех возможных опорных сигналов в субкадре вниз [15].

 

а)

б)

в)

Рис.2.22. Расположение опорных сигналов в субкадре

Первые 3 OFDM-символа заняты под каналы управления (Control channels, см. рис.2.17). Далее выделены РЭ, где передают CRS, CSI-RS и UE-RS и данные. Если работает одна или 2 антенны, то возможны 20 конфигураций размещения CSI-RS в субкадре: С0 – С19 (рис. 2.22а). Фактически сигналом CSI-RS в РБ занято всего 2 РЭ. Номер конфигурации задает оператор сети. В каждой позиции можно передать CSI-RS с одного или 2 антенных портов, а именно: {15,16}, {17,18}, {19,20}, {21,22}, то-есть, 2 антенны передают одновременно сигналы CSI-RS. Возможность разделения сигналов с двух антенн в приемнике UE основана на том, что эти сигналы { Сн(n), Сн(n) } и { Сч(n), ‒Сч(n) } взаимно ортогональны.

Варианты передачи CSI-RS при 4 работающих антеннах показаны на рис.2.22б. В этом случае существуют 10 конфигураций размещения CSI-RS, а сам сигнал занимает в субкадре 4 РЭ. При 8 работающих антеннах возможны 5 конфигураций размещения CSI-RS, а его передача занимает 8 РЭ (рис.2.22в).

Опорные сигналы UE-RS введены для демодуляции мультиплексированных потоков данных в мобильных терминалах при реализации MIMO. На рис. 2.22 UE-RS показаны штриховкой. При 8 работающих антеннах для передачи UE-RS требуется меньше РЭ, чем было бы при добавлении еще 4 сигналов CRS. В отличие от CRS и CSI-RS, которые передают во всей полосе рабочих частот, UE-RS размещают только в тех РБ, где используют MIMO.

Сигнал UE-RS представляет собой последовательность ортогональных двоичных кодов длиной 4 бита. Каждый UE-RS передают в субкадре 3 раза (рис.2.22). С антенных портов 7, 8, 11 и 13 (порты группы 1) передачу ведут на 0, 5 и 10 поднесущих. На одной поднесущей UE-RS занимает 2 пары РЭ: {5,6} и {12,13}. Размещенные в них двоичные ортогональные коды приведены в табл.2.4. Если работают только антенные порты 7 и 8, то передача UE-RS в субкадре занимает 12 РЭ. Если в РБ передачу ведут более 2 антенн, то одновременно с портами группы 1 работают порты группы 2: 9, 10, 12, 14. Для них в субкадре выделены пары РЭ {5,6} и {12,13} на поднесущих 1, 6 и 11 и для передачи UE-RS в субкадре выделяют 24 РЭ.

Таблица 2.4

Антенный порт Группа Код в РЭ {5,6} Код в РЭ {12,13}
    +1+1+1+1 +1+1+1+1
    +1-1+1-1 -1+1-1+1
    +1+1+1+1 +1+1+1+1
    +1-1+1-1 -1+1-1+1
    1+1-1-1 -1-1+1+1
    -1-1+1+1 1+1-1-1
    +1-1-1+1 -1+1+1-1
    -1+1+1-1 +1-1-1+1

 

Таким образом в паре РЭ можно передавать одновременно UE-RS от одной до 4 антенн. Прием UE-RS основан на кодовом разделении 4-х битовых двоичных последовательностей. При числе антенн более 4-х из-за влияния эффекта Доплера MIMO рекомендуется использовать при обслуживании стационарных пользователей.

Сигналы UE-RS, в отличие от CRS и CSI-RS, закрывают скремблирующими кодами. Поскольку скремблирующие коды в соседних сотах разные, то UE различают UE-RS разных базовых станций, что особенно важно при MU-MIMO. Вариант с UE-RS позволит также строить неоднородные сети с многосотовым MIMO (CoMP – Coordinated Multipoint Transmission). В сети с CoMP UE получает в выделенных ему ресурсных блоках одновременно сигналы с разных eNB, что позволит улучшить качество связи и увеличить пропускную способность сети [16].

При использовании пространственного мультиплексирования существенно усложняется построение приемников. Каждый независимый поток данных создает помехи другим потокам. Поэтому пространственное мультиплексирование реализуют в “хороших” каналах, с высоким отношением сигнал/помеха. Для разделения потоков в приемнике необходимо, чтобы число приемных антенн N было не меньше числа передаваемых потоков данных. Если принять, что каждый поток идет через одну передающую антенну[5], то в соответствии с рис.2.19 N M. Теория и практика показывают, что с увеличением числа приемных антенн (например, при N=4 и М=2 в сравнении с вариантом N=2 и М=2) коэффициент ошибок снижается. Что касается алгоритмов обработки сигналов в приемнике, то все производимые в них операции выполняют на каждой поднесущей.

Опишем различные алгоритмы обработки сигналов в приемнике при пространственном мультиплексировании [12], [17].

Алгоритм максимального правдоподобия. Приемник максимального правдоподобия выполняет векторное декодирование и является оптимальным в смысле минимизации вероятности ошибки. В приемнике производят перебор всех возможных вариантов переданного вектора s. При равной вероятности передачи любых вариантов s искомым сигналом считают , минимизирующий оценку:

(2.10)

Прямая реализация алгоритма при двух независимых потоках и модуляции 16-КАМ требует перебора 162 возможных состояний сигнала, при 4 потоках ‒ 164, а при модуляции 64-КАМ 644 состояний. Просмотр такого числа вариантов пока практически нереализуем, хотя методы сферического декодирования, требующие дополнительного совместного исследования матрицы Н и помех, позволяют существенно уменьшить зону поиска.

Линейные алгоритмы.

Линейные алгоритмы основаны на решении системы М линейных уравнений, получаемых путем псевдообращения матрицы коэффициентов Н (2.4). Этот алгоритм принято называть ZF (Zero-Forcing). Если матрица Н квадратная, то-есть число независимых потоков данных М равно числу приемных антенн N, то вектор переданных сигналов s можно определить, умножив левую и правую части (2.5) на обратную матрицу H-1 и решив следующую систему уравнений:

s = H-1 × rH-1 × n (2.11)

Если число приемных антенн N больше числа принимаемых потоков данных М, то матрица Н становится прямоугольной размерностью N×М (НNM). В этом случае выполняют псевдообращение матрицы НMP по алгоритму Мура-Пенроуза, где используют матрицу НН, эрмитово-сопряженную с матрицей Н. Матрицу НН получают, транспонируя матрицу Н и заменяя все элементы hij на их комплексно-сопряженные значения. Оператор

(2.12)

имеет размерность М×N. Заменив в (2.11) H-1 на НMP, получаем

s = НMP × rНMP × n (2.13)

 

Оба варианта ZF-приемника (2.11) и (2.13) отличаются вычислительной простотой, но дают существенно худший результат в сравнении с алгоритмом максимального правдоподобия, поскольку после умножения НMP × n усиливается влияние помех.

С целью улучшения приема используют модифицированный ZF-алгоритм, получивший название MMSE (Minimum Mean Square Error). В MMSE-приемнике оператор НMP заменен оператором WMMSE:

(2.14)

где - среднее отношение сигнал/помеха на входе приемника, M – число передаваемых слоев (потоков) данных, – единичная матрица размерности M.

Нелинейные алгоритмы.

Нелинейные алгоритмы приемников сигналов с пространственным мультиплексированием дают лучшие результаты, чем линейные, но требуют значительно бόльшего объема вычислений. Одним из наиболее известных нелинейных алгоритмов является Vertical-Bell Labs Layered Space Time Architecture или V-BLAST. Алгоритм работы V-BLAST включает в себя как линейные, так и нелинейные операции. Он основан на QR-разложении канальной матрицы HNM с последующим определением и исключением отдельных принятых символов. Матрицу HNM представляют в виде произведения

НNM = QNM RMM (2.15)

где QNM –унитарная матрица, удовлетворяющая условию:

,

а RMM – диагональная матрица вида

 

(2.16)

 

Далее преобразовываем уравнение (2.5), умножая его левую и правую части на , к виду

, (2.17)

где вектор , а вектор . Отметим, что вследствие унитарности матрицы мощность помех не возрастает. В результате получаем систему уравнений

 

(2.18)

которую решаем, находя компоненты вектора s, начиная с последнего sM. Нелинейность алгоритма состоит в том, что при последовательном решении системы (2.18) рассчитанные значения символов sM, sM-1 …заменяют точными значениями используемого дискретного множества сигналов. Детали реализации алгоритма V-BLAST приведены в [1, гл.15].

Агрегация частотных полос

.Агрегация (присоединение) частотных полос является наряду с пространственным мультиплексированием основным способом увеличения скорости передачи данных. В LTE Rel. 8/9 максимальная ширина частотного канала 20 МГц. Дальнейшее расширение канала технологически затруднено, так как сложно обеспечить необходимую точность синхронизации при когерентном приеме сигналов на поднесущих с большими номерами.

Для увеличения ширины полосы в Rel. 10 предложена технология агрегация полос. Это означает, что одновременно с передачей в базовой полосе частот появляется возможность вести одновременно передачу еще в нескольких полосах. При этом в каждой новой полосе формируют индивидуальный сигнал OFDM, где поднесущие номеруют от 1 до максимальной. Это означает, что передают несколько независимых сигналов, которые могут принимать как один терминал, так и разные терминалы. Повторную передачу непринятых пакетов также осуществляют независимо в каждой полосе.

Агрегировать можно полосы разной ширины (5, 10, 20 МГц), причем число присоединенных полос вниз и вверх может быть разным (асимметричный трафик), но число полос вверх не может быть больше их числа вниз. Общее число агрегируемых полос вниз может достигать 5. Оператор может выбирать полосы из одного диапазона (подряд или с промежутками) или из разных диапазонов (рис. 2.23). Частотные диапазоны, выделенные для сетей LTE с частотным дуплексом, приведены в табл. 2.5, c временным дуплексом в табл.2.6.

Рис.2.23. Варианты выделения полос при агрегации

Мобильные терминалы, начиная с Rel.10, должны поддерживать такие режимы.

Для формализации процедур обслуживания UE одна из агрегированных полос относится к первичной соте (primary, PCell), а остальные ‒ ко вторичным (secondary, SCell). В полосе первичной соты передают всю системную информацию: синхронизирующие сигналы, канал РВСН, SIB’ы, пейджинг, ответы eNB на запросы на доступ к сети., поскольку этот канал используют все UE, обслуживаемые данным.eNB. UE, использующие агрегацию полос, получают в первичной соте индивидуальные сообщения каналов управления, включая сигнализацию NAS. В этой полосе UE производят запросы на доступ к сети и выполняют измерения, связанные с хэндовером. Сами хэндоверы также осуществляют в первичных сотах. При хэндоверах нет автоматического переключения вторичных сот. По завершении хэндовера новый eNB выделяет для UE вторичные соты, не обязательно прежние [18].

Таблица 2.5

Номер диапазона Частоты передачи вверх () UE → eNB (МГц) Частоты передачи вниз () eNB → UE (МГц) Разнос частот между каналами вверх и вниз (МГц)
F мин – F макс F мин – F макс F – F
  1920 – 1980 2110 – 2170  
  1850 – 1910 1930 – 1990  
  1710 – 1785 1805 – 1880  
  1710 – 1755 2110 – 2155  
  824 – 849 869 – 894  
       
  2500 – 2570 2620 – 2690  
  880 – 915 925 – 960  
  1749.9 – 1784.9 1844.9 – 1879.9  
  1710 – 1770 2110 – 2170  
  1427,9 – 1452,9 1475,9 – 1500,9  
  698 – 716 728 – 746  
  777 – 787 746 – 756 -31
  788 – 798 758 – 768 -30
       
  704 – 726 734 – 746  
  815 – 830 860 – 875  
  830 – 845 875 – 890  
  832 – 862 791 – 821 -41
  1447,9 – 1462,9 1495,9 – 1510,9  
       
  2000 – 2020 2180 – 2200  
  1626,5 – 1660,5 1525 – 1559 - 101,5
  1850 – 1915 1930 – 1995  

 

Таблица 2.6

Номер диапазона                      
Частоты передачи (МГц) 1900 - 1920 2010 - 2025 1850 - 1910 1930 - 1990 1910 - 1930 2570 - 2620 1880 - 1920 2300 - 2400 2496 - 2690 3400 - 3600 3600 - 3800

Что касается сообщений канала PDCCH о выделении UE канального ресурса для передачи трафика, то здесь возможны 2 варианта. В каждой рабочей полосе можно сконфигурировать свой канал управления PDCCH и по нему передавать сообщения о выделении канального ресурса только для этой полосы. Однако в ряде случаев, особенно в неоднородных сетях, где в макро и микро (пико) сотах ведут передачу совместно в нескольких полосах, целесообразен вариант перекрестного управления. В этом случае для первичных сот разных подсетей выбирают разные полосы и в каждой первичной соте передают в канале PDCCH всю информацию о выделяемом канальном ресурсе в первичной и во всех вторичных сотах eNB данной подсети. Такой способ позволяет ослабить помехи при приеме сигналов PDCCH в маломощных микро и пикосотах.

Спецификации [5, AnnexJ] предлагают 5 сценариев использования технологии агрегации полос. В сценарии 1 (рис. 2.24,а) рабочие полосы F1 и F2 взяты из одного диапазона, покрытие сот в полосах практически одинаковое, в обеих полосах может быть обеспечена мобильность абонента.

В сценарии 2 (рис.2.24б) полосы F1 и F2 взяты из разных, далеко отстоящих по частоте диапазонов, например, F1 из диапазона 17, а F2 из диапазона 7. В этом случае каналы F2 покрывают меньшую территорию, в зонах повышенного трафика, и мобильность абонента обеспечивается только в полосе F1. Аналогичная ситуация возникает, когда полосы F1 и F2 находятся в одном диапазоне, но в полосе F2 работают с пониженной мощностью.

 

 

а) б)

в)

Рис.2.24. Сценарии применения технологии агрегации полос

В сценарии 3 (рис.2.24в) полосы F1 и F2 взяты из одного диапазона, но диаграммы направленности антенн в полосе F2 смещены так, чтобы улучшить покрытие по границам сот полосы F1. Как следует из рис. 2.11в, лучшее покрытие и мобильность абонентов обеспечивает полоса F1. Остальные 2 сценария относятся к неоднородным сетям LTE с использованием вынесенных радиоголовок и релейных станций [1, гл.10].

Применяя совместно технологии агрегации полос и MIMO, можно получить сквозные скорости передачи данных порядка 1 Гбит/с. При полосе радоиканала в 20 МГц и использовании модуляции 64-КАМ сквозная скорость в канале достигает 70 Мбит/с. При агрегации 4 полос по 20 МГц и, мультиплексируя 4 потока данных, получим сквозную скорость в радиоканале 4×4×70 ≈ 1 Гбит/с

Контрольные вопросы к главе 2.

1. Зачем в сетях LTE используют технологию OFDM?

2. Как осуществляют фильтрацию сигналов на отдельных поднесущих в приемнике?

3. В чем отличия сетей LTE с частотным дуплексом от сетей с временным дуплексом?

4. Зачем при передаче между символами вставляют циклический префикс?

5. Что такое технология SC-FDMA и зачем ее используют при передаче вверх?

6. Сколько РЭ в одном ресурсном блоке в субкадре и сколько РЭ занимают в нем опорн

Поделиться:





Воспользуйтесь поиском по сайту:



©2015 - 2024 megalektsii.ru Все авторские права принадлежат авторам лекционных материалов. Обратная связь с нами...