ЦАП с суммированием весовых токов

Цифро-аналоговый преобразователь.

Цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) предназначен для преобразования числа, определенного, как правило, в виде двоичного кода, в напряжение или ток, пропорциональные значению цифрового кода.

На рис. 9.11 представлена классификационная схема ЦАП по схемотехническим признакам.

Рис 9.1

ЦАП с суммированием весовых токов

Большинство схем параллельных ЦАП основано на суммировании токов, сила каждого из которых пропорциональна весу цифрового двоичного разряда, причем должны суммироваться только токи разрядов, значения которых равны 1. Пусть, например, требуется преобразовать двоичный четырехразрядный код в аналоговый сигнал тока. У четвертого, старшего значащего разряда (СЗР) вес будет равен 2³=8, у третьего разряда – 2²=4, у второго – 2¹=2 и у младшего (МЗР) – 2⁰=1. Если вес МЗР I _МЗР=1 мА, то I _СЗР=8 мА, а максимальный выходной ток преобразователя I _{вых.макс}=15 мА и соответствует коду 1111₂. Очевидно, что коду 1001₂, например, будет соответствовать I _вых=9 мА и т.д. Следовательно, требуется построить схему, обеспечивающую генерацию и коммутацию по заданным законам точных весовых токов. Простейшая схема, реализующая указанный принцип, приведена на рис. 9.12.

Рис 9.2

Сопротивления резисторов выбирают так, чтобы при замкнутых ключах через них протекал ток, соответствующий весу разряда. Ключ должен быть замкнут тогда, когда соответствующий ему бит входного слова равен единице. Выходной ток определяется соотношением 9.2.

(9.2)

 

При высокой разрядности ЦАП токозадающие резисторы должны быть согласованы с высокой точностью. Наиболее жесткие требования по точности предъявляются к резисторам старших разрядов, поскольку разброс токов в них не должен превышать тока младшего разряда. Поэтому разброс сопротивления в k -м разряде должен быть меньше, чем:

D R / R =2^{– k} (9.3)

Из условия 9.3 следует, что разброс сопротивления резистора, например, в четвертом разряде не должен превышать 3%, а в 10-м разряде – 0,05% и т.д.

Рассмотренная схема при всей ее простоте обладает рядом недостатков. Во-первых, при различных входных кодах ток, потребляемый от источника опорного напряжения (ИОН), будет различным, а это повлияет на величину выходного напряжения ИОН. Во-вторых, значения сопротивлений весовых резисторов могут различаться в тысячи раз, а это делает весьма затруднительной реализацию этих резисторов в полупроводниковых ИМС. Кроме того, сопротивление резисторов старших разрядов в многоразрядных ЦАП может быть соизмеримым с сопротивлением замкнутого ключа, а это приведет к погрешности преобразования. В-третьих, в этой схеме к разомкнутым ключам прикладывается значительное напряжение, что усложняет их построение.

Эти недостатки устранены в схеме представленой на рис. 4. В качестве ключей здесь используются МОП-транзисторы.

Рис. 9.3. Схема ЦАП с переключателями и матрицей постоянного импеданса

В этой схеме задание весовых коэффициентов ступеней преобразователя осуществляют посредством последовательного деления опорного напряжения с помощью резистивной матрицы постоянного импеданса. Основной элемент такой матрицы представляет собой делитель напряжения (рис. 9.13), который должен удовлетворять следующему условию: если он нагружен на сопротивление R _н, то его входное сопротивление R _вх также должно принимать значение R _н. Коэффициент ослабления цепи a= U ₂/ U ₁ при этой нагрузке должен иметь заданное значение. При выполнении этих условий получаем следующие выражения для сопротивлений:

(9.4)

При двоичном кодировании a =0,5. Если положить R _н=2 R, то

Rs= R и R p=2 R

(9.5)

в соответствии с рис.9.13.

Поскольку в любом положении переключателей S_k они соединяют нижние выводы резисторов с общей шиной схемы, источник опорного напряжения нагружен на постоянное входное сопротивление R _вх= R. Это гарантирует неизменность опорного напряжения при любом входном коде ЦАП.

Согласно рис. 9.13, выходные токи схемы определяются соотношениями

(9.6)

 

(9.7)

а входной ток

(9.8)

Поскольку нижние выводы резисторов 2 R матрицы при любом состоянии переключателей S_k соединены с общей шиной схемы через низкое сопротивление замкнутых ключей, напряжения на ключах всегда небольшие, в пределах нескольких милливольт. Это упрощает построение ключей и схем управления ими и позволяет использовать опорное напряжение из широкого диапазона, в том числе и различной полярности. Поскольку выходной ток ЦАП зависит от U _оп линейно, преобразователи такого типа можно использовать для умножения аналогового сигнала (подавая его на вход опорного напряжения) на цифровой код. Такие ЦАП называют перемножающими (MDAC).

Точность этой схемы снижает то обстоятельство, что для ЦАП, имеющих высокую разрядность, необходимо согласовывать сопротивления R ₀ ключей с разрядными токами. Особенно это важно для ключей старших разрядов.

ЦАП на МОП ключах имеют относительно низкое быстродействие из-за большой входной емкости МОП-ключей. Порядка 10-15 мкс. В то же время ЦАП на МОП-ключах имеют минимальную мощность потребления. Около 2,5 мВт.

Динамические параметры ЦАП относятся к изменению выходной величины при переключении входного кода (переходная характеристика). Анализ переходной характеристики усложняется конечным временем установления значения и наличием выбросов (glitch impulse) или, так называемых гличей. Глич определяется как площадь выброса выходного сигнала при переключении (рис.9.14). Причиной появления гличей является не одновременность переключения отдельных битов ЦАП и конечность времени переключения, причем худшей считается ситуация при замене максимального числа единиц младших разрядов единицей старшего (главный межкодовый переход 01..11->10..00).

Рис 9.4

Для уменьшения выбросов на выходе ЦАП можно установить устройство выборки и хранения (УВХ), который вводить в режим фиксации непосредственно перед очередной сменой кода, а выводить из фиксации уже после завершения выброса (рис.9.15). Это позволит значительно уменьшить результирующий коэффициент гармоник выходного сигнала ЦАП.

Рис 9.5

Время установления определяется, как время, за которое сигнал после выброса перестанет выходить за пределы определенной величины (в разной литературе — 1/2 или 1 от величины младшего разряда). Существует зависимость скорости нарастания, времени установления, величины гличей от параметров нагрузки. Паразитные емкости деталей схемы и емкость монтажа ухудшают эти параметры. Всплески выходного сигнала при изменении данных на входе, наводки тактовой серии также вносят искажения в выходной спектр.

Параметры ЦАП

При последовательном возрастании значений входного цифрового сигнала D(t) от 0 до 2N-1 через единицу младшего разряда (ЕМР) выходной сигнал U_вых(t) образует ступенчатую кривую. Такую зависимость называют характеристикой преобразования ЦАП. В отсутствие аппаратных погрешностей средние точки ступенек расположены на идеальной прямой 1 (рис. 9.16), которой соответствует идеальная характеристика преобразования. Реальная характеристика преобразования может существенно отличаться от идеальной размерами и формой ступенек, а также расположением на плоскости координат. Для количественного описания этих различий существует целый ряд параметров.

Рис 9.6

Статические параметры

Разрешающая способность - приращение Uвых при преобразовании смежных значений Dj, т.е. отличающихся на ЕМР. Это приращение является шагом квантования. Для двоичных кодов преобразования номинальное значение шага квантования h=U_пш/(2N-1), где U_пш - номинальное максимальное выходное напряжение ЦАП (напряжение полной шкалы), N - разрядность ЦАП. Чем больше разрядность преобразователя, тем выше его разрешающая способность.

Погрешность полной шкалы - относительная разность между реальным и идеальным значениями предела шкалы преобразования при отсутствии смещения нуля.

(9.9)

Является мультипликативной составляющей полной погрешности. Иногда указывается соответствующим числом ЕМР.

Погрешность смещения нуля - значение Uвых, когда входной код ЦАП равен нулю. Является аддитивной составляющей полной погрешности. Обычно указывается в милливольтах или в процентах от полной шкалы:

(9.10)

Нелинейность - максимальное отклонение реальной характеристики преобразования U_вых(D) от оптимальной (линия 2 на рис. 9.16). Оптимальная характеристика находится эмпирически так, чтобы минимизировать значение погрешности нелинейности. Нелинейность обычно определяется в относительных единицах, но в справочных данных приводится также и в ЕМР. Для характеристики, приведенной на рис. 9.16.

(9.11)

Дифференциальная нелинейность - максимальное изменение (с учетом знака) отклонения реальной характеристики преобразования Uвых(D) от оптимальной при переходе от одного значения входного кода к другому смежному значению. Обычно определяется в относительных единицах или в ЕМР. Для характеристики, приведенной на рис. 9.16,

(9.12)

Монотонность характеристики преобразования - возрастание (уменьшение) выходного напряжения ЦАП Uвых при возрастании (уменьшении) входного кода D. Если дифференциальная нелинейность больше относительного шага квантования h/Uпш, то характеристика преобразователя немонотонна.

Температурная нестабильность ЦАП характеризуется температурными коэффициентами погрешности полной шкалы и погрешности смещения нуля.

Погрешности полной шкалы и смещения нуля могут быть устранены калибровкой (подстройкой). Погрешности нелинейности простыми средствами устранить нельзя.

Динамические параметры

Динамические параметры ЦАП определяются по изменению выходного сигнала при скачкообразном изменении входного кода, обычно от величины "все нули" до "все единицы" (рис. 9.17).

Рис. 9.7

Время установления - интервал времени от момента изменения входного кода (на рис. 23 t=0) до момента, когда в последний раз выполняется равенство

| U _вых- U _пш|= d /2,

Скорость нарастания - максимальная скорость изменения Uвых(t) во время переходного процесса. Определяется как отношение приращения Uвых ко времени t, за которое произошло это приращение. Обычно указывается в технических характеристиках ЦАП с выходным сигналом в виде напряжения. У ЦАП с токовым выходом этот параметр в большой степени зависит от типа выходного ОУ.

Для перемножающих ЦАП с выходом в виде напряжения часто указываются частота единичного усиления и мощностная полоса пропускания, которые в основном определяются свойствами выходного усилителя.

Шумы ЦАП

Шум на выходе ЦАП может появляться по различным причинам, вызываемым физическими процессами, происходящими в полупроводниковых устройствах. Для оценки качества ЦАП с высокой разрешающей способностью принято использовать понятие среднеквадратического значения шума. Измеряются обычно в нВ/(Гц)_1/2 в заданной полосе частот.

Выбросы (импульсные помехи) - крутые короткие всплески или провалы в выходном напряжении, возникающие во время смены значений выходного кода за счет несинхронности размыкания и замыкания аналоговых ключей в разных разрядах ЦАП. Например, если при переходе от значения кода 011...111 к значению 100...000 ключ самого старшего разряда ЦА-преобразователя с суммированием весовых токов откроется позже, чем закроются ключи младших разрядов, то на выходе ЦАП некоторое время будет существовать сигнал, соответствующий коду 000...000.

Выбросы характерны для быстродействующих ЦАП, где сведены к минимуму емкости, которые могли бы их сгладить. Радикальным способом подавления выбросов является использование устройств выборки-хранения. Выбросы оцениваются по их площади (в пВ*с).

 

Компараторы.

Компаратор - это сравнивающее устройство. Аналоговый компаратор предназначен для сравнения непрерывно изменяющихся сигналов. Входные аналоговые сигналы компаратора суть U_вх - анализируемый сигнал и U_оп - опорный сигнал сравнения, а выходной U_вых - дискретный или логический сигнал, содержащий 1 бит информации:

(9.1)

Выходной сигнал компаратора почти всегда действует на входы логических цепей и потому согласуется по уровню и мощности с их входами. Таким образом, компаратор - это элемент перехода от аналоговых к цифровым сигналам, поэтому его иногда называют однобитным аналого-цифровым преобразователем.

Неопределенность состояния выхода компаратора при нулевой разности входных сигналов нет необходимости уточнять, так как реальный компаратор всегда имеет либо конечный коэффициент усиления (рис. 9.1), либо петлю гистерезиса (рис. 9.2).

Рис. 9.8.

 

Рис. 9.9.

Чтобы выходной сигнал компаратора изменился на конечную величину |U¹_вых - U⁰_вых| при бесконечно малом изменении входного сигнала, компаратор должен иметь бесконечно большой коэффициент усиления (эпюра 1 на рис. 9.3) при полном отсутствии шумов во входном сигнале. Такую характеристику можно имитировать двумя способами - или просто использовать усилитель с очень большим коэффициентом усиления, или ввести положительную обратную связь.

Рис 9.10

Рассмотрим первый путь. Как бы велико усиление не было, при ΔU_вх близком к нулю характеристика будет иметь вид рис. 9.1. Это приведет к двум неприятным последствиям. Прежде всего, при очень медленном изменении U_вх выходной сигнал также будет изменяться замедленно, что плохо отразится на работе последующих логических схем (эпюра 2 на рис. 9.3). Еще хуже то, что при таком медленном изменении Uвх около нуля выход компаратора может многократно с большой частотой менять свое состояние под действием помех (так называемый "дребезг", эпюра 3). Это приведет к ложным срабатываниям в логических элементах и к огромным динамическим потерям в силовых ключах. Для устранения этого явления обычно вводят положительную обратную связь, которая обеспечивает переходной характеристике компаратора гистерезис (рис. 9.2). Наличие гистерезиса хотя и вызывает некоторую задержку в переключении компаратора (эпюра 4 на рис. 9.3), но существенно уменьшает или даже устраняет дребезг U_вых.

В качестве компаратора может быть использован операционный усилитель (ОУ) так, как это показано на рис. 9.4. Усилитель включен по схеме инвертирующего сумматора, однако, вместо резистора в цепи обратной связи включены параллельно стабилитрон VD₁ и диод VD₂.

Рис. 9.11. Схема компаратора на ОУ

Пусть R₁ = R₂. Если U_вх - U_оп > 0, то диод VD₂ открыт и выходное напряжение схемы небольшое отрицательное, равное падению напряжения на открытом диоде. При U_вх - U_оп < 0 на стабилитроне установится напряжение, равное его напряжению стабилизации U_ст. Это напряжение должно соответствовать единичному логическому уровню цифровых интегральных микросхем (ИМС), входы которых подключены к выходу компаратора. Таким образом, выход ОУ принимает два состояния, причем в обоих усилитель работает в линейном режиме. Многие типы ОУ не допускают сколько-нибудь существенное входное дифференциальное напряжение. Включение по схеме на рис. 3 обеспечивает работу ОУ в режиме компаратора практически с нулевыми дифференциальными и синфазными входными напряжениями. Недостатком данной схемы является относительно низкое быстродействие, обусловленное необходимостью частотной коррекции, так как ОУ работает в линейном режиме со 100%-ной обратной связью. Используя для построения компаратора обычные ОУ, трудно получить время переключения менее 1 мкс.

123Следующая ⇒

Поделиться:

Воспользуйтесь поиском по сайту: