Главная | Обратная связь | Поможем написать вашу работу!

Если критерием является коэффициент нестабильности, то

ПРОЕКТИРОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНЫХ

УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ

Методические указания к курсовому проектированию

Составитель:

В.А.Ефимов

Владимир 2004

УДК 621.375.1(075)

Рецензент:

Кандидат технических наук, доцент

Владимирского государственного университета

Татмышевский К.В.

Печатается по решению редакционно-издательскогсовета

Владимирского государственного университета

Проектирование транзисторных усилителей низкой частоты: Метод. ука-зания к курсовому проектированию / Владим. гос. ун-т; Сост.:В.А.Ефимов. Владимир, 2004.

Изложен порядок расчета усилительных каскадов тракта низкой частоты на дискретных элементах. Приведены методы оценки вносимых усилителем линейных и нелинейных частотных искажений. Описываются схемы регулировки громкости и тембра в усилителях звуковых частот, а также способы защиты от перегрузки их выходных каскадов.

Указания предназначены для курсового и дипломного проектирования студентов высших ученых заведений специальностей: 200700 –«Радиотехника», 071500 – «Радиофизика и электроника», 201500 – «Бытовая радиоэлектронная аппаратура» дневной и заочной форм обучения.

Табл. 2, Ил.22, Библиогр: 6 назв.

1. Введение

Цель курсового проектирования – научить студентов использовать для расчета усилительного устройства по заданным техническим требованиям сведения, полученные при изучении теоретического курса «Схемотехника аналоговых устройств». В методических указаниях рассмотрен порядок расчета линейного усилительного тракта на дискретных элементах. Приведены также рекомендации по применению различных типов усилительных каскадов и выбору активных элементов при разработке усилителей низкой частоты.

Содержание и объем курсового проекта

Курсовой проект состоит из пояснительной записки, включающей в себя описательную, расчетную, конструкторско-технологическую и графическую части.

В описательной части записки приводится обзор существующих устройств, аналогичных проектируемому. Выбор и обоснование структурной и принципиальной схемы усилителя сопровождается соответствующими расчетами.

Расчетная часть содержит подробный расчет принципиальной схемы усилителя и его общих характеристик.

Конструкторско-технологическая часть состоит из разработки топологии печатной платы разработанного усилителя и описания технологии её изготовления.

В графическую часть входят принципиальная схема и сборочный чертеж печатной платы усилителя.

Пояснительная записка (ПЗ) должна быть написана или отпечатана на одной стороне формата А4 и иметь объем 25-30 страниц текста. ПЗ состоит из следующих разделов:

1. Титульный лист;

2. Содержание;

3. Задание;

4. Анализ исходных данных, обоснование и выбор структурной схемы усилителя;

5. Расчет принципиальной схемы усилителя, включающий в себя выбор режимов работы каскадов, расчет элементов электрической схемы, коэффициентов усиления, частотных и нелинейных искажений всего усилительного тракта;

6. Описание конструкции;

7. Список использованной литературы;

8. Приложение (принципиальная схема, перечень элементов к принципиальной схеме, чертеж печатной платы).

Текст ПЗ разбивается на разделы. Каждый раздел начинается с новой страницы и обозначается арабской цифрой. Раздел может быть разбит на подразделы, пункты, имеющие названия и обозначаемые также арабскими цифрами.

Графики статических и динамических вольтамперных характеристик транзисторов, используемые при расчетах, выполняются на миллиметровой бумаге и располагаются в тексте. На них строятся нагрузочные линии по постоянному и переменному току. Рабочие точки транзисторов указываются на нагрузочных прямых в своих крайних положениях, а также в отсутствии входного сигнала. Там же приводятся амплитудные значения токов и напряжений на выводах активных элементов. Рисунки располагаются в тексте после ссылки на них. При оформлении расчетов вначале приводится формула, затем подставляются в неё числовые значения переменных и записывается конечный результат. В конце каждого раздела делается сводка результатов расчета.

Чертежи выполняются в карандаше на чертежной бумаге формата А3 в соответствии с требованиями ГОСТ(ов) и ЕСКД.

1.2. Задание на курсовой проект

Задание представляет собой технические условия, по которым необходимо спроектировать усилитель низкой частоты (УНЧ). УНЧ является радиоэлектронным устройством, широко применяемыми в бытовой и измерительной технике. Его структурная схема в общем виде содержит следующие элементы (см. рис.1).

– источник сигналов (ИС) и нагрузку усилителя (Н);

– оконечный усилительный каскад (ОК), выдающий в цепь нагрузки требуемую выходную (полезную) мощность;

– предоконечный усилительный каскад (ПОК), необходимый для воз-буждения ОК;

– предварительный усилительный каскад (ПУ);

– устройство ручной или автоматической регулировки усиления и тембра (УР);

– входное устройство (ВУ) согласования выходного сопротивления источника сигналов с входным сопротивлением усилителя;

– цепь отрицательной обратной связи (ОС), применяемую для кор-рекции частотной характеристики УНЧ, снижения уровня нелинейных искажений и шумов, стабилизации коэффициента усиления и исходных режимов работы транзисторов;

– устройство защиты от перегрузки (УЗ) усилителя по выходу (входу).

Конкретный УНЧ может содержать не все элементы, показанные на рис. 1.

Исходные данные устанавливают основное назначение, технические и тактико-технические характеристики, показатели качества, предъявляемые к разрабатываемому усилителю. В техническом задании (ТЗ) на проектирование УНЧ должны быть указаны следующие исходные данные:

– назначение усилителя;

– номинальная выходная мощность Рвых (0,1 – 100 Вт);

– сопротивление нагрузки Rн (2ом – 1ком);

– величина нелинейных искажений К_г (коэффициент гармоник в про- центах) при выходной мощности, равной половине номинальной;

– рабочий диапазон частот усиливаемых сигналов от Fн (10–300 Гц) до Fв (10 – 100 кГц), определяемых при уровне линейных частотных искажений на этих частотах Mн и Mв, равном –3 дБ;

– динамический диапазон регулировок громкости и тембра в децибелах;

– выходное сопротивление источника сигнала Rист (0,1–100 кОм);

– выходное напряжение источника Uист (0,01–1 В) усиливаемого сигнала;

– тип выходного каскада усилителя мощности;

–диапазон рабочих температур от Tmin до Tmax в градусах Цельсия.

1.3. Порядок проектирование усилителя УНЧ

Проектирование следует начинать с тщательного изучения технического задания, после чего можно приступить к эскизному проектированию, которое выполняется в следующем порядке:

– на основании обзора имеющейся научно-технической литературы производится выбор вариантов схем;

– определяется число каскадов с распределением усиления по каскадам;

– распределяются по каскадам уровни частотных искажений.

При эскизном проектировании производится выбор структурной схемы усилителя, и принимается решение о целесообразности включения отдельных блоков в многокаскадный усилитель. Затем переходят к выбору принципиальных схем отдельных каскадов и составлению ориентировочной общей принципиальной схемы. Далее на основе ТЗ проводятся:

– предварительные расчеты энергетических параметров усилителя;

– разрабатываются электрические схемы каскадов и выбираются типы применяемых в них транзисторов;

– подробно рассчитываются рабочие режимы каждого из каскадов по постоянному и переменному току. Уточняются номиналы элементов электрической схемы;

– рассчитывается коэффициент гармоник, верхняя и нижняя рабочие частоты усилителя;

– рассчитываются цепи отрицательной обратной связи и определяются параметры и характеристики усилителя с ОС;

– выбираются схемы регулировки усиления и тембра и рассчитываются номиналы их элементов;

– выбираются и рассчитываются схемы устройств защиты усилителя от перегрузки;

– определяются требования к конструкции печатной платы и технологии её изготовления.

Покаскадный расчет выполняется в направлении от выхода к входу усилителя. Это объясняется тем, что условия работы каждого предшествующего каскада определяются режимом работы последующего каскада.

2. Расчет принципиальных схем УНЧ

2.1. Оконечные каскады усилителей

Оконечные каскады (ОК) усиления обеспечивают заданную полезную мощность в нагрузке. Их выполняют как по трансформаторной, так и по бестрансформаторной схемам. Поскольку транзисторы в оконечных каскадах работают с сигналами, близкими к предельно допустимым, то схемы рассчитывают графо-аналитическим методом по входным и выходным характеристикам транзисторов. При разработке электрической схемы оконечного каскада должны быть учтены следующие требования: назначение усилителя, номинальная мощность выходного сигнала при заданном сопротивлении нагрузки, допустимый уровень линейных и нелинейных искажений. Например, при мощности усилителя 5-15 мВт и малом уровне нелинейных искажений применятся однотактные резистивные оконечные каскады, работающие в классе А с малым коэффициентом полезного действия. Оконечные каскады усилителей мощностью более 0,1-0,2 Вт обычно выполняются по двухтактной схеме, в которой транзисторы работают режиме класса B или близком к нему режиме класса AB. Это позволяет реализовать максимальный коэффициент полезного (КПД) действия усилителя не менее 70%. В динамическом режиме средний КПД в классе AB не более 30%, поэтому для обеспечения более высоких энергетических показателей усилителя активные элементы должны работать в режиме классов D или E.

В настоящее время наибольшее распространение получили бестрансформаторные двухтактные выходные каскады с последовательным питанием транзисторов по постоянному току. Они могут быть реализованы по конденсаторной и бесконденсаторной схеме. Для ОК первого типа требуется один источник питания, для второго типа – два источника питания. Далее будет рассмотрен порядок их расчета.

Двухтактным усилительным каскадом называется каскад, в котором объединены две однотипные усилительные ступени, подключенные к общей нагрузке, и управляемые взаимно противофазно одним и тем же усиливаемым сигналом. Двухтактный каскад состоит как бы из двух половин, называемых плечами. Выходной сигнал на Rн является разностью выходных сигналов соответствующих плеч. При этом их нечетные гармоники складываются, а четные – вычитаются, обеспечивая снижение нелинейных искажений, большая величина которых характерна для класса В. С другой стороны, при заданной выходной мощности требования к энергетическим параметрам используемых в плечах активных элементов могут быть снижены.

2.2. Выбор режимов работы активных элементов

Двухтактные каскады могут работать в режимах класса: A, B, AB и других. В классе A (линейный режим) уровень нелинейных искажений имеет минимальное значение по сравнению с другими режимами. В двухтактной схеме он дополнительно уменьшается. Со спектральной точки зрения это выражается в отсутствии (компенсации) четных гармоник в выходном сигнале. Действительно, при чисто гармоническом входном сигнале на частоте w₀ и наличии в усилителе нелинейных искажений выходной ток транзистора в одном плече может быть записан в виде:

На вход второго плеча подается сигнал противоположный по знаку, что для гармонического сигнала эквивалентно сдвигу его во времени на полпериода. Поэтому первые гармоники коллекторных токов имеют взаимно противоположные знаки. Но сдвиг на полпериода первой гармоники является сдвигом на целый период второй гармоники, то есть токи плеч усилительного каскада имеют одинаковую фазу. Аналогичные рассуждения, проводимые для остальных гармоник, приводят к тому, что разностный ток в нагрузке:

– не содержит четных гармоник. Следовательно, уровень нелинейных искажений в выходном сигнале снижается.

Если двухтактные каскады в режиме класса A обеспечивают малые нелинейные искажения, то в режиме класса B усилители имеют хорошие энергетические показатели. В этом режиме ток покоя транзисторов (ток в рабочей точке) практически равен нулю. Транзисторы включаются строго поочередно: каждый пропускает сигнал только в свой полупериод входного колебания, в то время как второй транзистор в паре закрыт. Такой порядок работы плеч усилителя обеспечивает более высокий КПД, чем в режиме класса А. Однако, из-за нелинейности начального участка передаточной характеристики транзистора – I_к = j(U_бэ) в выходном сигнале ОК наблюдаются искажения типа «ступенька», увеличивающие нелинейные искажения. Для снижения Kг транзисторы вводят в режим работы класса АВ. При этом их рабочие точки находятся в начале криволинейного участка передаточной характеристики, то есть, в отличие от класса В, между базой и эмиттером транзисторов имеется некоторое начальное смещение – Есм.

Режим класса AB для двухтактных усилительных каскадов является самым распространенным, поскольку обеспечивает высокий КПД и меньшие, чем в классе В нелинейные искажения.

2.3. Схемотехника оконечного каскада и порядок его расчета

При любом режиме работы транзисторов принципиальная схема двух- тактного бестрансформаторного оконечного каскада (ОК) остается при-мерно одной и той же. Схема содержит два транзистора противоположной проводимости с одинаковыми параметрами, включенные последовательно по постоянному току. Очевидно, что для снижения уровня нелинейных искажений плечи каскада должны быть симметричны, то есть транзисторы относительно нагрузки должны быть включены одинаково по схемам: общий коллектор – общий коллектор (ОК-ОК); общая база – общая база (ОБ-ОБ); общий эмиттер – общий эмиттер (ОЭ-ОЭ). На практике, нагрузкой двухтактных УНЧ, как правило, являются акустические системы с малым Rн, поэтому среди перечисленных схем включения транзисторов наибольшее распространение получила схема ОК-ОК (см. рис 2.).

Для этой схемы возможно два варианта ее подключения к E_п. При однополярном питания нагрузка соединяется с ОК через разделительный конденсатор C_р. Потенциал точки a при симметричности плеч равен E_п / 2, до него и заряжается конденсатор C_р. Если работает верхнее плечо (транзистор VT1 открывается), то нижнее плечо находится в нерабочем состоянии (транзистор VT2 закрыт), и ток протекает от источника питания через транзистор VT1, разделительный конденсатор C_р в нагрузку, создавая на ней падение напряжения, близкое к E_п / 2. В том случае, если VT1 закрыт, конденсатор C_р является источником питания для активного VT2. Ток течет от нагрузки через C_р и транзистор VT2 на "землю". Очевидно, что для поддержания этого тока ёмкость конденсатора C_р должна быть велика. С другой стороны, эта емкость ограничивает полосу пропускания ОК в области низких частот. Для выравнивания характеристик транзисторов в их эмиттерные цепи включаются резисторы R_э1 и R_э2. Номиналы резисторов выбирают равными R_э» (0,05…0,15)× R_н. При этом часть выходной мощности рассеивается на этих резисторах. При двухполярной схеме питания необходимо иметь два разнополярных источника ± E_п/2, подключаемые между коллекторами транзисторов в плечах ОК и "землей". Тогда в точке а в исходном режиме устанавливается потенциал, равный нулю, разделительный конденсатор C_р отсутствует, и задача формирование частотной характеристики усилителя в области нижних частот становится менее напряженной.

Расчет оконечного каскада ведется в следующем порядке.

1. При заданной мощности Pвых и сопротивлении нагрузки Rн определяются амплитуды напряжения и тока в нагрузке:

Эти величины являются основанием для выбора транзистора в плече двухтактного усилительного каскада.

Транзистор должен иметь максимальное рабочее напряжение U_кэ_max не менее 2 U_вых и выходной коллекторный ток I_к_max» (1,5…2,0) I_вых. Предпочтение следует отдавать транзисторам с большим коэффициентом усиления по току – h_21э. Это позволяет упростить схему оконечного каскада и уменьшить количество каскадов предварительного усиления. Верхняя граничная частота усиления транзистора f_b должна превышать верхнюю граничную частоту усиления каскада Fв не менее чем в 2-3 раза. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора одного плеча, в режиме В оценивается как

P_к_max = (0,28…0,48) Pвых.

Рассеиваемая транзистором мощность не должна превышает допустимую для выбранного типа транзисторов. Транзисторы ОК, как правило, устанавливаются на радиаторы.

2.Определяется напряжение источника питания:

Е_п ≥ 2(U_вых + U_ост),

где U_ост – минимальное напряжение на открытом транзисторе, для мощных транзисторов равное 1-2 В. Напряжение источника питания прини-мается равным ближайшему к вычисленному стандартному значению. Для схемы ОК с двухполярным питанием E _1,2 = ± E_п /2.

Так как ОК работает в режиме большого сигнала, то дальнейший расчет ведется графоаналитическим способом.

3.Для выбранного типа транзистора с заданным h_21э строятся его входные I_б = j(U_бэ) и выходные I_к = j(U_кэ) вольтамперные характеристики (справочные данные). В режиме АВ, на входной характеристике (см. рис.3) из точки пересечения касательной к кривой I_б = j(U_бэ) с осью абцисс (точка a) восстанавливается перпендикуляр и находится значение тока базы I_б0 и напряжения база–эмиттер U_б0 в рабочей точке 0. Ток I_б0 задает ток коллектора в соответствии с соотношением I_к0 = h_21эI_б0. Если же задаться током коллектора (при этом рекомендуется при выполнении расчета значение тока покоя I_к0 в миллиамперах выбирать численно равным (1÷2) Pвых в ваттах, но не более 100–150 мА), то ток базы находится как I_б0 = I_к0 / h_21э. Затем на выходной характеристике транзистора строится нагрузочная прямая. Её точка пересечения с осью коллекторных напряжений равна Е_п/2, а с осью коллекторных токов – Е_п/2R_н. Рабочая точка транзистора по выходу находится в точке пересечения кривой с параметром I_б0 и нагрузочной прямой.

4. Рассчитываются энергетические показатели каскада. При работе ОК в режиме класса AB средний потребляемый ток каскада равен:

Мощность, потребляемая от источника питания: P ₀ = E_пI₀.

Мощность, рассеиваемая на коллекторах транзисторов в плечах ОК:

Если эта мощность больше допустимой для данного транзистора при заданной максимальной температуре внешней среды, то транзисторы должны быть установлены на радиаторы.

5. Определяются амплитуды токов возбуждения ОК. Максимальный ток коллектора I_к_max= I_к0+ I_вых и минимальное напряжение на коллекторе транзистора U_min» E_п/ 2– U_вых есть координаты верхнего положения рабочей точки на нагрузочной прямой (точка с). Соответственно, верхнее положение рабочей точки на входной характеристике характеризуется величинами I_б _max и U_бэ _max (точка b). Входное сопротивление ОК по переменному току равно:

Транзисторы VT1 и VT2 в схеме ОК должны иметь разный тип проводимости. Подобрать пару таких транзисторов с одинаковыми параметрами довольно сложно. Кроме того, мощные транзисторы имеют невысокий коэффициент усиления по току h_21э, и от предыдущего каскада потребуется большая мощность возбуждения. Проблема решается путем применения составных транзисторов. Такие схемы ОК получили название схем с квазидополнительной симметрией (см. рис. 4). Составными в данной схеме являются пары транзисторов VT3 – VT1 и VT4 – VT2. Тип проводимости составного транзистора определяется типом проводимости первого транзистора в паре. Сопротивления R ₁ и R₂ необходимы для увеличения тока покоя транзисторов VT3 и VT4 и стабилизации режима их работы. Транзисторы VT3 – VT4 маломощные. Максимальное их рабочее напряжение должно быть не менее Е_п, а коллекторный ток больше I_б_max. Ток покоя VT3 и VT4 задается соотношением: . Тогда падение напряжения на резисторе R ₁ равно: . Отсюда легко найти величину сопротивления R ₁:

При расчетах величину R ₁необходимо принять равной ближайшему значению из стандартизованного ряда номиналов сопротивлений.

Общий коэффициент усиления по току составного транзистора h_21э равен произведению коэффициентов усиления по току транзисторов пары, что значительно снижает требуемую мощность возбуждения ОК.

Максимальный эмиттерный ток транзистора VT3:

Сопротивление нагрузки транзистора VT3 по переменному току:

При известных , также как и в пункте 3, строится нагрузочная прямая для транзистора VT3, и определяются ве- личины: . Напряжение питания для транзистора VT3 следует брать равным E_п / 2, а его рабочая точка на выходной характеристике находится под напряжением E_п / 2 – U_R₁ при токе эмиттера . Аналогично ведутся расчеты и для VT4.

Входное сопротивление ОК по переменному току равно:

6. Для обеспечения правильного положения рабочей точки на базу транзистора VT3 необходимо подать постоянное напряжение смещения между базой и эмиттером (см. рис.3): . Для транзистора VT4 напряжения смещения равно:

В результате расчета ОК определены: максимальное напряжение возбуждения – U_{вх ок}= U_вых+ , максимальный ток возбуждения , входное сопротивление напряжение смещения , которые являются исходными данными для расчета предоконечного каскада (ПОК).

2.4. Предоконечный каскад усилителя

Структура предоконечного каскада определяется схемой ОК. Если в усилителе оконечный каскад двухтактный, то в ПОК целесообразно использовать однотактный резистивный каскад, работающий в режиме класса А. При этом связь между каскадами можно сделать непосредственной. Обычно это каскад с ОЭ, схема которого представлена на рис.5.

Резисторы R_б1, R_б2 _, R_э задают положение рабочей точки VT5. Конденсатор С_р – разделительный. Он препятствует подаче на вход VT5 постоянного напряжения с предыдущего каскада. С_э – блокировочный конденсатор, R_к – нагрузка транзистора по постоянному току. Схема смещения и стабилизации задаёт Е_см на транзисторы VT3, VT4. Предоконечный каскад необходим для возбуждения ОК усилителя. Его активный элемент должен удовлетворять следующим требованиям:

– малое напряжение насыщения U_остVT5;

– f_h_21э ≥ (1 ÷ 3)· Fв;

– U_{кэ доп} ≥ 1,2· E_п;

– I_{к доп} ≥ (2,5 ÷ 2,8)· I_вх _ок;

– P_{к доп} ≥ (1,0 ÷ 1,5)· I_вх _ок E_п.

Если оконечный каскад выполнен по схеме ОК–ОК, а усилитель питается от одного источника напряжения, то может возникнуть противоречие между возможной и требуемой амплитудами сигнала на выходе ПОК. Действительно, максимально возможный размах напряжения на выходе ПОК равен:

D U_max = E_п – E_см – U_R_э – U_нас,

а требуемая амплитуда возбуждения ОК:

U_{вх ок}= U_вых+ .

Для нормальной работы усилителя необходимо : D U_max ³ 2 U_{вх ок}, что не всегда выполняется при малом напряжении питания.

Порядок расчёта предоконечного каскада.

1. После выбора транзистора для ПОК и построения его входной и выходной вольтамперных характеристик, определяется положение рабочей точки 0, в которой(см. рис. 6):

, .

2. Строится нагрузочная линия по постоянному току. Для этого точки

(I_к = 0; U_кэ = Е_п) и (I_к = I_к0; U_кэ = U_к0) соединяются прямой линией, которая отсекает на оси токов величину I_к1. Тогда сопротивление нагрузки транзистора по постоянному току равно: R_н ₌= Е_п / I_к ₁, Падением напряжения на эмиттерном сопротивлении U_R_э можно задаться в пределах 1÷2 В. При этом следует иметь ввиду, что чем выше U_R_э, тем лучше температурная стабильность ПОК и меньше D U_max. Если D U_max < 2 U_{вх ок}, то следует либо увеличить напряжение питания, либо применять специальные схемотехнические меры (см. п.6). При заданном U_R_э эмиттерное сопротивление соответственно равно: R_э ≈ U_R_э / I_к0. Затем вычисляется коллекторное сопротивление:

R_к = R_н ₌ – Е_см / I_к ₀– R_э.

Номиналы R_э и R_к принимаются равными ближайшему значению из ряда стандартизированных номиналов.

3. Строится линия нагрузки по переменному току. Предварительно вычислив:

R_н _~ = R_к || R_вх^VT ³; U_к2 = E_п – E_см – U_R_э; I_к2 = U_к2 / R_н _~;

точки (I_к= 0, U_кэ=U_к2) и (I_к= I_к2, U_кэ= 0) соединяются прямой линией, которая затем сносится параллельно самоё себе в рабочую точку 0.

4. При заданной амплитуде выходного напряжения определяем:

U_к_min = U_к ₀ – U_{вх ок} _, U_к _max = U_к ₀ + U_{вх ок} _.

Необходимо, чтобы выполнялись неравенства: U_к_min ≥ U_{к нас}, и U_к _max < U_к ₀+ I_к ₀ R_н _~. В противном случае следует увеличить напряжение питания Е_п и пересчитать ОК, либо применить другое схемотехническое решение (см. ниже). Токи коллектора I_к_max, I_к_min и базы I_б _min, I_б _max в точках b и а определяются графически. Для выбранного транзистора они не должны превышать допустимых значений, т.е. I_к_max < 0,7× I_к _доп и I_к0 × U_к0 < P_к _доп.

5. По входной характеристике находятся напряжение U_б ₀, задающее ток базы в рабочей точке I_б0 = I_к0/h_21э, инеобходимые для раскачки каскада амплитуды входного напряжения U_m_вх и тока I_{т вх}. В режиме А рабочая точка 0 транзистора ПОК по входу должна находиться на линейном участке входной вольтамперной характеристики (см. рис.7). От положения точки 0 по входу и выходу транзистора в значительной степени зависит величина нелинейных искажений, вносимых усилителем в выходной сигнал. Ток коллектора I_к ₀и R_к определяют выходное сопротивление каскада и при большой его величине местная ООС в ОК работает не эффективно.

6.Так как размах выходного напряжения пред-оконечного каскада близок к Е_п, то для более полного использования источника питания (повышения КПД) и решения проблемы по п. 4 возможно применение, по меньшей мере, двух схемотехнических решений. В первом варианте вводится обратная связь с выхода ОК на его вход. Для этого резистор R_к делится на две части R_к1 и R_св, и их общая точка через конденсатор С_св соединяется с выходом ОК (см. рис. 8). Положительная обратная связь по напряжению увеличивает сопротивление нагрузки ПОК по переменному току. Действительно, амплитуда напряжения на верхнем конце R_к равна U_max, а напряжение на нижнем конце равно выходному U_{вх ок}. Следовательно, эквивалентное сопротивление коллекторной нагрузки VT 5 по переменному току возрастает и становится равным:

Это означает, что при построениях по п.3 R_н _~ следует принять равным

R_к ^¢ || R_вх^VT ³, тогда линия нагрузки по переменному току пройдет через рабочую точку 0 под большим углом, чем нагрузочная линия по постоянному току, что эквивалентно увеличению напряжения питания ПОК. В этой схеме резистор R_св оказывается подключённым к R_н параллельно (через C_св). Для уменьшения потерь мощности выходного сигнала, его выбирают из соотношений:

(15 ÷ 30)× R_н < R_св < (0,1÷0,5)× R_к _.

Ёмкость конденсатора С_св на нижней частоте диапазона усиливаемых частот должна иметь сопротивление много меньше R_св, т. е.:

1 /(2×π× f_н × С_св) = (0,1 ÷ 0,01)× R_св.

Во втором варианте вместо активной нагрузки R_к для VT5 используется динамическая нагрузка (см. рис. 9). Это схема с общей базой, реализо-

ванная на транзисторе противоположного типа проводимости чем VT5, и работающая в режиме А. Последовательное включение двух транзисторов стабилизирует их рабочий режим, т.к. VT6 по отношению к VT5 является генератором тока, а VT5 по отношению к VT6 – токоотводом. Для расчета

режима VT6 следует иметь в виду, что его коллекторный ток равный I_к ₀ VT5, определяется напряжением смещения .Ток через диод VD1 вы-

бирается в 10÷20 раз больше I_б ₀ VT6. В качестве VD1 можно использовать низковольтный стабилитрон или светодиод. Величина резистора равна: R_э ≈ (U_д – U_бэ) / I_к ₀. качестве VD1 можно использовать низковольтный стабилитрон или светодиод.

В схемах рис.8 и рис.9 сопротивление нагрузки ПОК по переменному току будет определяться значением , а нагрузочная линия по п. 3 займет более пологое положение (см. рис.6).

Схема смещения (рис.5,8,9) предназначена для задания напряжения смещения между базами VT3–VT4. Это напряжение должно меняться в зависимости от теплового режима транзисторов выходного каскада и температуры окружающей среды. Сопротивление по переменному току такой схемы должно быть мало. Она может состоять из параллельного соединения резистора и терморезистора, нескольких диодов в прямом включении, регулируемого стабилитрона (см. рис.10.). В схеме рис. 10b напряжение смещения создается за счет протекания тока коллектора VT5 I_к ₀по параллельно соединенным резисторам. На этих же резисторах создается падение напряжения и за счет переменной составляющей коллекторного тока, т.е. возбуждение плеч ОК будет не симметричным. Во второй схеме (рис.10c) этот эффект будет проявляться в меньшей степени, так как динамическое сопротивление диода в открытом состоянии мало. Количество диодов определяется величиной Е_см и током I_к ₀ VT5. Для этого по справочнику подбирается подходящий тип диода, такой, чтобы при заданном токе, падение напряжения на нем было близко к Е_см /n (n – целое число). В отсутствии справочных данных можно считать, что U_д = m × U_т × ln (I_д / I_0д), где I_д – ток диода, U_т = 0,026 В; m =1,2÷1,5; I_0д =1×10^-14 А – обратный ток открытого перехода анод–катод.

Для схемы рис. 10d падение напряжения между коллектором и эмиттером равно:

U_кэ = U_бэ ×(1+ R ₁ / R ₂).

Т.е. за счёт подбора R ₁ и R ₂ можно установить U_кэ = E_см, и оно слабо зависит от I_к ₀. Если транзистор схемы смещения будет выбран таким же как и VT3, то зависимость их характеристик от температуры будет одинаковой, за счёт чего и достигается эффект стабилизации.

7. Расчет цепей смещения и стабилизации. Для выбранной рабочей точки в предыдущих пунктах определены значения U_к ₀, U_б ₀, I_к ₀, I_б ₀, R_э. По заданной максимальной температуре и величине обратного тока коллектора при t = 20⁰С D I_ок (см. справочник) определяется изменение тока коллекторного перехода [1]:

где Δ t = t_max – 20⁰. Задаёмся допустимым изменением тока коллектора Δ I_к ₀=(0,01÷0,1) I_к ₀. Вычисляем S_с = Δ I_к0 / Δ I_ок ^* – требуемый коэффициент нестабильности. Его значение должно быть в пределах 2÷10. Тогда входное сопротивление схемы стабилизации равно:

где α₀ – минимальный коэффициент передачи по току транзистора VT5.

Сопротивление резисторов (см. рис. 5,9) R_б ₂, R_б ₁:

; .

Ток базового делителя:

Полученные номиналы резисторов округляются до стандартизированных значений. Коэффициент нестабильности можно уменьшить, если ввести отрицательную обратную связь по постоянному току. Для этого верхний конец резистора R_б1 соединяют с выходом ОК (рис.8.). Тогда в выражениях для расчёта R_б ₁ и R_б ₂ E_п следует заменить на E_п/2. При этом входное сопротивление ПОК уменьшится в А раз [4]:

где b₁ = 1, b₂ = R_э/R_б; R_б = R_б ₁ ×R_б ₂/(R_б ₁ +R_б ₂), b ₃= R _вх /(R_б ₁ +R_вх);

R_вх – входное сопротивление ПОК. Во столько же раз уменьшится и S_с. и

коэффициент гармоник К_г для ПОК.

8. Входное сопротивление ПОК определяется выражением:

R_вх = R_ст || R_вх^VT⁵ – без учёта ОС по питанию;

R_вх = R_ст || R_вх ^VT⁵ / А – с учётом ОС по питанию, где R_вх^VT⁵ = U _б _m / I _б _m.

Коэффициент усиления ПОК по напряжению:

K_u =(U_вых+ )/ .

Коэффициент усиления ПОК по току:

K_i = .

2.5. Расчёт предварительного каскада.

Каскад предварительного усиления обеспечивает согласование предварительного каскада с источником сигнала. Как правило, число таких каскадов 1–2. Строятся они по схеме с ОЭ или ОК. Используются также дифференциальные входные каскады. Так как каскады предварительного усиления работают в режиме малого сигнала (линейный режим в классе А), то их расчет может быть выполнен аналитически. Типовая схема каскада с ОЭ приведена на рис.11. Его особенностью является наличие низкочастотной коррекции в коллекторной цепи транзистора (С_ф _÷ R_ф), позволяющей также снизить напряжение питания транзистора.

Необходимый коэффициент усиления каскада с учётом запаса по усилению равен:

Требования к VT1 по напряжению питания могут быть снижены. Транзистор выбирается со средним значением h_21э, а его граничная частота f_b по-прежнему должна быть в 2 – 3 раза больше Fв. В справочниках по полупроводниковым приборам обычно приводятся низкочастотные h параметры для типовой рабочей точки. Часть из них соответствует включению транзистора с ОЭ, а часть - включению по схеме с ОБ. Используя их, можно вычислить низкочастотные G параметры. Формулы для пересчета параметров имеют следующий вид [2,3,5]:

G₁₁ = 1 / h₁₁_э; S = h₂₁_э / h₁₁_э;

G_i = h₂₂_э; τ = S × r_б^¢ / 2×π× f_a» S /160· C_к_··f_a ².

f_a = (1+b)· f_b =(1+ h_21э)· f_b.

Если известны G -параметры для тока в рабочей точке I_к1, то для тока I_к2 их можно считать равными:

G₁₁ (I_к₂) = G₁₁ (I_к₁)· I_к₂ / I_к₁; S (I_к₂) = S (I_к₁)× I_к₂ / I_к₁;

G_i (I_к₂) = G_i (I_к₁)× I_к₂ / I_к₁; τ(I_к₂) = τ×(I_к₁)× I_к₂ / I_к₁ _.

Ёмкость С_к примерно обратно пропорциональна квадратному корню из напряжения на коллекторе:

Для расчета каскада рекомендуется взять типовое положение рабочей точки или задаться током коллектора и напряжением на нем согласно следующим соотношениям:

I_к ₀= (1,2÷1,5) +0,3÷0,5 мА; U_к ₀ ³ +0,5÷2 В.

Для выбранной рабочей точки вычисляются значения низкочастотных параметров, затем расчеты проводятся в следующем порядке.

1. Находится эквивалентное сопротивление нагрузки по переменному току, необходимое для обеспечения нужного коэффициента усиления К_u: R_эн = K_u / S. При этом следует иметь ввиду, что максимальный коэффициент усиления каскада не превышает величины SR_вх^ПОК.

2. Сопротивление R_к в цепи коллектора VT1 равно:

, где R_вх – входное сопротивление ПОК.

3. Падение напряжения на R_эVT1 определим как:

U_э ≈ I_к ₀× R_э = 0,2× U_к ₀, где I_к ₀, U_к ₀– положение рабочей точки VT1.

4. R_э = U_э/I_к ₀, принимаем ближайшие значения по ряду стандартизованных номиналов.

5. Напряжение смещения U_бэ для VT1:

U_бэ ≈ m × U_т × ln (I_к ₀/ I₀),

m =1,2÷1,5, U_т = 0,026 в, I₀ = 10^-14 А для кремниевых транзисторов.

6. Падение напряжения на R_б ₂:

U_R_б ₂ = U_бэ + U_э.

7. Ток базы в рабочей точке I_б ₀ = I_к ₀/ h₂₁_э, отсюда ток делителя в цепи смещения: I_д = (5÷10)× I_б ₀ и R_б ₂ = U_R_б ₂/ I_д. Принимаем ближайшее значение по ряду стандартизованных номиналов.

8. Напряжение питания каскада: E_к = U_к ₀+ I_к ₀× R_к, следовательно:

9. Сопротивление фильтра R_ф:

выбирается по ряду стандартизованных номиналов сопротивлений.

10. Входное сопротивление схемы стабилизации:

11. Коэффициент стабилизации:

12. Входное сопротивление каскада по переменному току:

13. Амплитуда входного сигнала:

U_вх = U_ист ∙ R_вх /(R_вх + R_ист).

Необходимо, чтобы выполнялось соотношение U_вх ∙ K_u ≥ , в противном случае следует задаться большим запасом по усилению и пересчитать каскад.

Так как разделительные ёмкости на входе и выходе каскада и ёмкость C_ф формируют его частотную характеристику в области низких частот, порядок их расчета будет изложен в соответствующем разделе.

Более сложные схемы предварительного усиления могут быть построены на основе дифференциального каскада. Пример такого схемотехнического решения приведен на рис. 12. Такие схемы особенно удобны для усилителей с двухполярным питанием. К одному из входов каскада (U_вх2) обычно подключают цепь обратной связи с выхода всего усилителя. Порядок расчета дифференциального каскада принципиально не отличается от выше рассмотренного. Ток в рабочей точке транзистора VT1 задается выходным током транзистора VT3. При известной крутизне транзисторов S коэффициент усиления ненагруженного каскада равен: K_u=2SR_к. Его необходимо выбирать как можно большим для того, чтобы при включении цепи обратной связи (подача на вход каскада сигнала с выхода ОК) имелся достаточный запас по усилению для осуществления регулировки уровня выходного сигнала.

Транзистор VT3 является токоотводом для транзисторов дифференциальной пары. VT4 включен как диод. Ток через него определяется коллекторным сопротивлением, напряжением источников питания. Обычно он задается в несколько раз большим, чем ток коллектора VT3. Работу токоотвода можно пояснить с помощью очевидного равенства:

Задаваясь положением рабочей точки VT4 и зная общий эмиттерный ток дифференциального каскада, можно найти соотношение резисторов в цепях эмиттеров транзисторов токоотвода.

Если рассмотренную схему реализовать на p–n–p транзисторах, то её применяют как динамическую нагрузку в каскадах предварительного усиления (см. выше) и дифференциальных каскадах.

2.6. Дополнительные сведения.

В случае отсутствия справочных данных о параметрах транзистора, возможно приближенное вычисление их значений для заданного коллекторного (эмиттерного) тока I_к в рабочей точке и коэффициенте усиления по току b = h_21э (в режиме малого сигнала).

Формулы для расчета следующие [4]:

1. h_21б = ;

;

– для германиевых транзисторов;

– для кремниевых транзисторов;

2. .

3. .

4. – для германиевого транзистора;

– для кремниевого транзистора.

5. Напряжение смещения U_б0 в рабочей точке для кремниевого транзистора:

U_б₀ ≈ mU_тln (I_к₀ / I₀_э), m = 1,2÷1,6, U_т = 0,026 в, I₀_э = 10^-14 а.

6. Граничные частоты: частота генерации: f_г = (f_a /30· r¢_бС_к) ^0,5, по крутизне усиления – f_s = f_h_21б /(S×r¢_б); в схеме с ОБ – f_a = f_h_21б = m f_г; в схеме с ОЭ – f_b = f_h_21э = f_г/ (1+h _21э).

2.7. Расчет коэффициента гармоник – К_г.

Нелинейные искажения оценивают по сквозной динамической характеристике каскадов ПОК и ОК, которая отражает зависимость выходного тока от ЭДС источника сигнала. Для ОК на составных транзисторах ЭДС источника сигнала определяется следующим образом:

где R_ист=R_к для схемы рис.5 и R_ист = 1/G_i (выходное сопротивление транзистора ПОК), если предвыходной каскад построен по более сложной схеме (рис.8-9), ДляПОК E_ист = U_бэ^VT⁵ + i_б^VT⁵·R_ист. R_ист – выходное сопротивлениекаскада предварительного усиления [4].

Сквозная динамическая характеристика строится на основе статических входных и выходных характеристик транзисторов [2,3,6]. Построение ведется сначала для ОК, затем для ПОК. На рисунке 13 приведены: входная динамическая характеристика транзистора и его выходная характеристика с нагрузочной прямой (например, для транзистора VT1).

В точках 1, 2, 3, 4, 5, 6 на выходной характеристике транзистора оп-

ределяется требуемое значение тока базы I _{б i} при заданном токе коллектора I_кi. Зная базовый ток, по входной характеристике находят соответствующее входное напряжение . По характеристикам для транзистора, находящегося в паре с транзистором VT1 (в данном случае это VT3) для токов: аналогичным образом находят величины и . Вычисленные значения подставляются в соответствующие выражения для E_ист и строится зависимость:

I_k^VT¹+I_б^VT¹=j (E_ист).

Примерный её вид показан на рисунке 14. По графику находят значения выходного тока, соответствующие половине номинальной выходной мощности усилителя – I_к_max и режиму отсутствия входного сигнала – I_к_min, затем интервал напряжений E_ист_min ¸ E_ист_max делится пополам и находится I_к0,5. Далее вычисляются величины:

I_max = I_к_max (1+b); I₁ = I_к_0,5 (1 + b); I₀ = 2bI_к_min;

I₂ = – I_к_0,5 (1 – b); I_min = – I_к_max (1 – b).

Здесь b – коэффициент ассиметрии. Для двухтактного выходного каскада, работающего в режиме В или АВ, его можно принять равным b=0,1¸0,20. Тогда амплитуды гармонических составляющих выходного сигнала определяются из следующих выражений:

;

Правильности расчета амплитуд гармоник проверяется выполнением условия: I_ср + I_m₁ + I_m₂ + I_m₃ + I_m₄ = I_max. При численных расчетах амплитуды некоторых гармоник могут иметь отрицательные значения, что свидетельствует о начальной фазе, равной p, для данной гармоники.

Точно также строится динамическая характеристика для ПОК. Её примерный вид показан на рис.15. Токи I_тах и I_т_in соответствуют токам выходного каскада указанным выше. Затем интервал напряжений Е_ист_min ÷ Е_ист_max делится на четыре равные части и определяются токи I₁, I₀, I₂, (см.рис.15). Амплитуды гармонических составляющих выходного сигнала вычисляются по тем же выражениям, что и для оконечного каскада.

При вычислении общего коэффициента гармоник следует иметь в виду, что каскад с ОЭ «переворачивает» фазу входного сигнала, а каскад с ОК – нет. При этом отдельные каскады могут вносить дополнительные фазовые сдвиги для каждой отдельной гармоники. Однако, при малых коэффициентах гармоник в каждом каскаде эти сдвиги составляют не более 15°¸20°, и общий коэффициент гармоник в первом приближении можно определить как:

Если вычисленный коэффициент гармоник превысит допустимый уровень, то необходимо ввести отрицательную обратную связь.

Другим способом уменьшения нелинейных искажений является подбор рабочих точек транзисторов выходного и предварительного каскадов. Увеличение I_к ₀, как правило, ведет к снижению коэффициента гармоник. Для того, чтобы в полной мере использовать местную обратную связь в ОК, выходное сопротивление ПОК должно быть как можно меньше.

2.8. Расчет частотных характеристик

Задаваемые в исходных данных граничные частоты Fн, Fв определяются на уровне M = 0,707 (или –3 дБ) нормированной частотной характеристики всего усилителя. Значения этих частот обусловлено как свойствами транзисторов, так и параметрами схемы. Так как современные транзисторы имеют максимальную частоту усиления f_b >> Fв, то можно считать, что их параметры не зависят от частоты, и частотные свойства всего усилителя реализуются, в основном, схемотехнически.

Порядок выполнения расчета следующий:

- оцениваются частотные искажения усилителя в области верхних частот и рассчитываются элементы схемы, задающие частоту Fв;

- определяются номиналы разделительных и корректирующих ёмкостей, влияющих на нижнюю частоту Fн.

1.Основное влияние на верхнюю граничную частоту в каскаде оказывает шунтирующее действие различных ёмкостей, включенных параллельно тракту распространения сигнала. Полная шунтирующая ёмкость для каскада равна:

где C_вых – выходная ёмкость каскада; C_н – ёмкость нагрузки; C_м – ёмкость монтажа. Для вычисления этих ёмкостей [4] необходимо иметь следующие справочные данные:

- емкость эмиттерного перехода – С_э;

- ёмкость коллекторного перехода – C _к.

Для схемы с общим эмиттером (ОЭ):

где R _~ - полное сопротивление нагрузки каскада по переменному току;

Выходная емкость: .

Для схемы с об