 |
Последовательно-параллельные АЦП конвейерного типа
|
|
|
|
Последовательно-параллельные АЦП занимают промежуточное положение между параллельными и последовательными АЦП по разрешающей способности и быстродействию. Показанный на рис.29.9 АЦП является 12-разрядным двухступенчатым конвейерным, или субинтервальным, преобразователем. Первое преобразование выполняется 6-разрядным АЦП, который управляет 6-разрядным ЦАП. На выходе 6-разрядного ЦАП получается 6-разрядное приближение аналогового входного сигнала. УВХ 2 осуществляет временную задержку аналогового сигнала, пока первый АЦП производит преобразование и ЦАП устанавливает требуемый сигнал на выходе. Затем полученное с помощью ЦАП приближение вычитается из аналогового сигнала на выходе УВХ 2, результат усиливается и оцифровывается вторым 6-разрядным АЦП. Результаты этих двух преобразований объединяются и подаются на выход.
Введение элементов задержки аналогового и цифрового сигналов между ступенями преобразования реализует конвейерный принцип преобразования. Роль аналогового элемента задержки выполняет УВХ 2, цифрового – буферный регистр, который задерживает передачу старших разрядов на один такт.
Конвейерная архитектура значительно увеличивает частоту выборок многоступенчатого АЦП. Это дает возможность без проигрыша в быстродействии увеличивать количество ступеней АЦП, понизив разрядность каждой ступени. Однако, выполнение преобразования за три, четыре или, возможно, даже большее количество конвейерных ступеней вызывает дополнительную задержку выходных данных. Поэтому, если АЦП используется в событийно-управляемом или однократном режиме, требующем однозначного соответствия времени между каждым отсчетом и соответствующими данными, то конвейерная задержка может привести к нежелательному результату. В этом случае более предпочтительна архитектура последовательного или параллельного типа. Конвейерная задержка может создать проблемы в высокоскоростных системах управления с обратной связью или в приложениях с мультиплексированием данных. Кроме того, некоторые конвейерные преобразователи рассчитаны на определенную минимально допустимую скорость преобразования.
|
|
|
Рис.29.9. Конвейерный АЦП
Сигма-дельта АЦП
Когда требуется разрешение лучше 16 двоичных разрядов при высокой частоте выборок, рассматривавшиеся до сих пор методы преобразования становятся недостаточно эффективными, особенно при малых уровнях сигналов. Требование точно откалиброванного многоразрядного ЦАП в качестве элемента схемы преобразования становится чрезмерно жестким. Даже малые отклонения уровней на выходе ЦАП от их номинальных значений, обусловленные разбросом параметров и различное время срабатывания ключей могут привести к провалам в проходной характеристике и даже к пропуску отдельных двоичных комбинаций на выходе.
Сегодняшние скоростные цифровые схемы позволяют создавать преобразователи, действующие по принципу избыточной дискретизации и работающие с частотой выборок, значительно превосходящей теоретический минимум, определяемый шириной занимаемой сигналом полосы. Выгода от применения избыточной дискретизации заключается в том, что спектр шума квантования можно распределить по более широкому интервалу частот. Это дает возможность большую часть шума оставить вне зоны используемых частот при обратной фильтрации дискретизованного сигнала с сохранением компонентов только в полосе исходного сигнала.
Рассмотрим методику избыточной дискретизации с анализом в частотной области. Там, где преобразование постоянного напряжения имеет ошибку квантования до ½ младшего разряда (МЗР), дискретная система, работающая с переменным входным сигналом, обладает шумом квантования. Идеальный классический N-разрядный АЦП имеет среднеквадратичное значение шума квантования, равное h/ 
. Шум квантования равномерно распределен в пределах полосы Котельникова от 0 до fВ /2 (где h – значение младшего значащего бита и fв — частота дискретизации), как показано на рис.29.9, а. Поэтому, его отношение сигнал/шум для полнодиапазонного синусоидального входного сигнала будет (6,02 N +1,76)дБ. Если АЦП несовершенен и его реальный шум больше, чем его теоретический минимальный шум квантования, то эффективная разрешающая способность будет меньше, чем N -разрядов.
|
|
|
Если выбрать более высокую частоту дискретизации K fВ (рис.29.10, а), то среднеквадратичное значение шума квантования остается h / , но шум теперь распределен по более широкой полосе от 0 до fВ /2. Если затем использовать на выходе цифровой низкочастотный фильтр, то значительно уменьшится шум квантования, но сохранится полезный сигнал, улучшая таким способом эффективное число разрядов. Таким образом, выполняется аналого-цифровое преобразование с высоким разрешением при использовании аналого-цифрового преобразователя с низкой разрешающей способностью. Коэффициент K здесь упоминается, как коэффициент избыточной дискретизации. При этом необходимо отметить, что избыточная дискретизация дополнительно выгодна еще и тем, что она понижает требования к аналоговому ФНЧ.
Так как ширина полосы пропускания уменьшена выходным цифровым фильтром, скорость выдачи выходных данных может быть ниже, чем первоначальная частота дискретизации (KfВ), и при этом все же удовлетворять теореме Котельникова. Это достигается посредством передачи на выход каждого М -го результата и отбрасывания остальных результатов. Такой процесс называют децимацией с коэффициентом М. Несмотря на происхождение термина (decem по-латыни — десять), М может принимать любое целое значение, при условии, что частота выходных данных больше, чем удвоенная ширина полосы сигнала. Прореживание не вызывает никакой потери информации (см. рис.29.10, б).
Если использовать избыточную дискретизацию только для улучшения разрешающей способности, необходимо применять коэффициент избыточности 22 N , чтобы получить N - разрядное увеличение разрешающей способности. Сигма-дельта (Σ∆) преобразователь не нуждается в таком высоком коэффициенте избыточной дискретизации. Он не только ограничивает полосу пропускания сигнала, но также задает форму кривой распределения шума квантования таким образом, что большая ее часть выходит за пределы этой полосы пропускания, как это показано на рис.29.10, в.
|
|
|
Рис.29.10. Спектры шумов квантования в простом АЦП (а), АЦП с избыточной дискретизацией, цифровым фильтром и децимацией (б) и Σ∆- АЦП с избыточной дискретизацией, цифровым фильтром и децимацией (в)
В методе избыточной дискретизации типичное значение коэффициента избыточности составляет 256 и более. Применяя обработку, обеспечивающую оптимальное формирование спектра шума, можно достичь разрешения в 18 бит и более при 1-разрядном преобразователе (1-разрядный АЦП – обыкновенный аналоговый компаратор).
Отличительной чертой 1-разрядного АЦП по сравнению с многоразрядными преобразователями является то, что в нем одни и те же аналоговые компоненты используются многократно в течение интервала времени между появлением выборок на выходе. Аналоговое входное напряжение преобразуется в цифровые биты по принципу повторного использования компонентов снова и снова, а не посредством применения различных элементов, относящихся к различным значениям, как это делается в многоразрядном преобразователе. Большая тактовая частота, с которой осуществляются повторения, позволяет достичь высокой точности, несмотря на разброс элементов компонентов.
Если посмотреть на сигнал, прошедший 1-разрядное преобразование, на частоте, равной частоте взятия выборок при избыточной дискретизации, то можно увидеть повышенную концентрацию двоичных единиц, когда аналоговый сигнал имеет большое значение, и повышенную концентрацию нулей, когда величина напряжения на входе мала.
|
|
|
На рис.29.11 представлена функциональная схема Σ∆- АЦП. Дифференциальный усилитель на входе непрерывно сравнивает входной сигнал с напряжением на выходе 1-разрядного ЦАП, который в типичном случае работает на частоте в 256 раз большей, чем требуемая частота окончательных выборок на цифровом выходе. Например, при частоте окончательных выборок 44,1 кГц тактовая частота внутренней избыточной дискретизации должна равняться 11,2896 МГц. Сигнал с выхода дифференциального усилителя интегрируется и подается на компаратор, а выходной сигнал компаратора стробируется с частотой избыточной дискретизации. Если сигнал на выходе интегратора больше 0 В, то на выходе компаратора идет поток двоичных единиц, а если оно меньше 0 В, то результатом будет последовательность нулей. Компаратор, по существу, является 1-разрядным АЦП, и он генерирует последовательность единиц и нулей в соответствии с результатом интегрирования выходного сигнала дифференциального усилителя.
Рис.29.11. Σ∆-АЦП
Петля обратной связи замыкает путем подачи стробированного сигнала с выхода компаратора на вход 1-разрядного ЦАП. Это приводит к тому, что на выходе дифференциального усилителя возникает разность между мгновенным значением напряжения на аналоговом входе и средним значением аналоговых выборок, непосредственно предшествующих данному моменту времени. Петля ЦАП – дифференциальный усилитель – компаратор поддерживает нулевой заряд на конденсаторе интегратора. На стробированном выходе компаратора каждый раз появляется достаточное количество со значением «логическая 1», чтобы компенсировать заряд, поступивший в интегратор со стороны аналогового входа через дифференциальный усилитель. Другими словами, на выходе логического элемента И возникает поток битов, следующий с высокой частотой (в типичном случае – 11,2896 МГц), причем плотность логических единиц пропорциональна напряжению на аналоговом входе.
Чтобы выполнить преобразование потока битов в двоичное число, можно воспользоваться счетчиком и регистром-защелкой. На практике это выполняется с помощью цифрового фильтра нижних частот, на выходе которого вновь берутся выборки с частотой 44,1 кГц. Фильтр нижних частот сглаживает быстрые изменения в цифровом сигнале и, следовательно, осуществляет усреднение его по времени, подготавливая сигнал к тому, чтобы из него вновь могли быть взяты выборки с требуемой частотой. Эта процедура называется прореживанием или децимацией.
Дополнительный выигрыш, получаемый от применения избыточной дискретизации, состоит в том, что исключаются сложные аналоговые фильтры, необходимые для того, чтобы избежать перекрытия спектров.
|
|
|
Сегодняшние высокоскоростные средства обработки сигналов позволяют сделать преобразователи с избыточной дискретизацией не только более точными, чем многоразрядные схемы, но и более дешевыми, поскольку вместо трудно осуществимой точности значений параметров здесь требуется точность стробирования, а это значительно проще. Избыточная дискретизация в большой степени терпима к несовершенствам аппаратных средств. В общем случае, отпадает необходимость схемы выборки-хранения, поскольку частота преобразования входного сигнала исключительно велика по сравнению с частотой аналогового входного сигнала.
Недостатком сигма-дельта АЦП является то, что при скачкообразном изменении входного сигнала они начинают давать результат только через три – четыре отсчета.
В настоящее время ряд ведущих фирм-производителей АЦП полностью перешли в области аналого-цифрового преобразования высокого разрешения на сигма-дельта АЦП. Эти АЦП имеют развитую цифровую часть, включающую микроконтроллер. Это позволяет реализовывать режимы автоматической установки нуля, самокалибровки полной шкалы, хранить калибровочные коэффициенты и передавать их по запросу внешнего процессора.
С внедрением усовершенствованных АЦП и ЦАП различие между аналоговыми и цифровыми сигналами становится почти незаметным. Конечно, нужно позаботиться о том, чтобы избежать перекрестных искажений при взаимодействии аналоговой и цифровой частей в схеме, но преобразование сегодня все в большей степени сводится просто еще к одной интегральной микросхеме на печатной плате. Это способствует тому, что цифровая обработка сигналов применяется для выполнения все новых и новых функций в электронике.
ЛИТЕРАТУРА
1. Браммер Ю.А., Пащук И.Н. Цифровые устройства. – М.: Высшая школа, 2004. – 229 с.
2. Волович Г.И. Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств. – М.: Издательский дом «Додэка-ХХI», 2005. – 528 с.
3. Джонс М.Х. Электроника – практический курс. – М.: Постмаркет, 1999. – 528 с.
4. Жеребцов И.П. Основы электроники. – Л.: Энергоатомиздат, 1990. – 352 с.
5. Кучумов А.И. Электроника и схемотехника. – М.: Гелиос АРВ, 2002. – 304 с.
6. Лачин В.И., Савёлов Н.С. Электроника. – Ростов н/Д: изд-во «Феникс», 2002. – 576 с.
7. Опадчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А. И. Аналоговая и цифровая электроника. – М.: Горячая линия, 2005. – 768 с.
8. Павлов В.Н., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. – М.: Горячая линия-Телеком, 2003. – 320 с.
9. Потемкин И.С. Функциональные узлы цифровой автоматики. – М.: Энергоатомиздат, 1988. – 320 с.
10. Прянишников В.А. Электроника: Курс лекций. – СПб.: КОРОНА принт, 1998. – 400 с.
11. Ратхор Т.С. Цифровые измерения. АЦП/ЦАП. – М.: Техносфера, 2006. – 392 с.
12. Скаржепа В.А., Луценко А.Н. Электроника и микросхемотехника. – К.: Выща школа, 1989. – 431 с.
13. Схемотехника электронных схем. Аналоговые и импульсные устройства / В.И. Бойко [и др.]. –. СПб.: БХВ-Петербург, 2004. – 496 с.
14. Схемотехника электронных схем. Цифровые устройства / В.И. Бойко [и др.]. – СПб.: БХВ-Петербург, 2004. – 512 с.
15. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника, – М.:Мир, 1982, – 512 с.
16. Токхейм Р. Основы цифровой электроники. – М.: Мир, 1988, – 392 с.
17. Угрюмов Е.П. Цифровая схемотехника. – СПб.: БХВ-Петербург, 2004. – 800 с.
18. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. – М.: Мир, 2003. –704с.
19. Шевкопляс Б.В. Микропроцессорные структуры. Инженерные решения. – М.: Радио и связь, 1990. – 512 с.
Оглавление
ВВЕДЕНИЕ.. 3
ГЛАВА 1 СИГНАЛЫ И МЕТОДЫ ИХ ИССЛЕДОВАНИЯ.. 7
1.1. Общие характеристики сигналов. 7
1.2.Синусоидальные сигналы.. 9
1.3. Измерение амплитуды сигналов. 10
1.4. Импульсные сигналы.. 11
1.5. Основные характеристики переменных электрических сигналов. 15
1.6. Методы исследования прохождения сигналов в электронных цепях. 17
ГЛАВА 2 ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ.. 22
2.1. Напряжение, ток, мощность. 22
2.2. Пассивные и активные элементы.. 23
2.3. Базовые соотношения для линейных электрических цепей. 30
2.4. Согласование сопротивлений. 34
ГЛАВА 3 ПАССИВНЫЕ RC-ЦЕПИ.. 41
3.1. Фильтр нижних частот (ФНЧ) 41
3.2. Фильтр верхних частот (ФВЧ) 44
3.3. Пассивный полосовой RC-фильтр. 47
3.4. Мост Вина. 48
3.5. Полосно-заграждающий фильтр на двойном Т-образном мосте. 49
ГЛАВА 4 ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ... 51
4.1. Параметры и характеристики диодов. 51
4.2. Применение диодов для выпрямления переменного тока. 53
4.3. Разновидности полупроводниковых диодов. Стабилитроны.. 57
4.4. Варикапы.. 60
ГЛАВА 5 ТИРИСТОРЫ... 62
ГЛАВА 6 ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ... 66
6.1. Общие сведения о компонентах оптоэлектроники. 66
6.2. Светодиоды.. 67
6.4. Фотодиоды.. 71
6.5. Фототранзисторы и фототиристоры.. 73
6.6. Оптроны.. 74
ГЛАВА 7 БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ... 78
7.1. Режимы работы транзистора. 78
7.2. Усиление сигналов с помощью транзистора. 80
7.3. Основные схемы включения и параметры транзисторов. 81
7.4. Эквивалентные схемы транзисторов. 86
ГЛАВА 8 ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ... 87
8.1. Разновидности и режимы работы полевых транзисторов. 87
8.2. Схемы включения ПТ. 90
8.3. Параметры и эквивалентные схемы ПТ. 91
8.4. Преимущества и недостатки, области применения ПТ. 92
ГЛАВА 9 ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ.. 94
9.1. Основные свойства операционных усилителей. 94
9.2. Параметры и характеристики ОУ.. 96
9.3. Классификация ОУ.. 100
ГЛАВА 10 ЭЛЕКТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ.. 102
10.1. Классификация и основные параметры усилителей. 102
10.2. Основные характеристики и параметры усилителей. 103
10.3. Обратная связь в усилителях. 107
10.4. Влияние ОС на параметры усилителей. 108
ГЛАВА 11 ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ.. 111
11.1. Методы задания начального режима работы транзистора. 111
11.2. Усилитель на биполярном транзисторе с общим эмиттером.. 114
11.3. Классы усиления транзисторных усилительных каскадов. 118
11.4. Усилитель на полевом транзисторе. 121
11.5. Эмиттерный и истоковый повторители. 123
11.6. Дифференциальный усилитель. 125
11.7. Выходные усилители мощности. 129
ГЛАВА 12 ПРИМЕНЕНИЕ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ.. 133
12.1. Инвертирующий усилитель. 133
12.2. Неивертирующий усилитель. 136
12.3. Суммирующий и вычитающий усилители. 137
12.4. Интеграторы.. 139
12.5. Дифференциаторы.. 141
12.6. Нелинейные преобразователи на ОУ.. 142
ГЛАВА 13 АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ... 145
13.1. Назначение и классификация активных фильтров. 145
13.2. Схемная реализация активных фильтров. 149
13.3. Универсальные фильтры.. 153
ГЛАВА 14 АНАЛОГОВЫЕ КОМПАРАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ.. 154
14.1. Устройство и принцип действия. 154
14.2. Характеристики аналоговых компараторов. 156
14.3. Простейшие компараторы на операционных усилителях. 157
14.4. Триггер Шмитта. 160
14.5. Компараторы на интегральных микросхемах. 162
ГЛАВА 15 ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ.. 164
15.1. Аналоговые коммутаторы.. 164
15.2. Ключи на биполярных транзисторах. 165
15.3. Динамические характеристики ключей на биполярных транзисторах и повышение их быстродействия 168
15.4. Ключи на полевых транзисторах. 172
15.5. Динамические характеристик ключей на полевых транзисторах и повышение их быстродействия 175
ГЛАВА 16 ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ.. 178
16.1. Генераторы гармонических колебаний. 178
16.2. Генераторы прямоугольных импульсов. 183
16.3. Генераторы импульсов на интегральных микросхемах таймеров. 188
16.4. Генераторы на логических элементах. 192
16.5. Кварцевые генераторы.. 195
ГЛАВА 17 ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ.. 198
17.1. Основные требования и определения. 198
17.2. Линейные стабилизаторы напряжения. 200
17.3. Импульсные стабилизаторы напряжения. 205
ГЛАВА 18 ЦИФРОВЫЕ МИКРОСХЕМЫ... 210
18.1. Цифровые сигналы.. 210
18.2. Характеристики и параметры логических элементов. 213
18.3. Транзисторно−транзисторная логика (ТТЛ) 218
18.4. Транзисторно−транзисторная логика с диодами Шоттки (ТТЛШ) 223
18.5. Логика на основе комплементарных ключей на МОП-транзисторах (КМОП) 224
18.6. Логические элементы.. 227
ГЛАВА 19 СОПРЯЖЕНИЕ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ... 231
19.1. Сопряжение логических КМОП и ТТЛ элементов. 231
19.2. Управление входами ТТЛ и КМОП.. 235
19.3. Дискретное управление нагрузкой от элементов ТТЛ и КМОП.. 238
19.4. Передача цифровых сигналов при наличии помех. 239
19.5. Двунаправленная передача сигналов. 245
ГЛАВА 20 ДЕШИФРАТОРЫ И ШИФРАТОРЫ... 250
20.1. Дешифраторы.. 250
20.2. Шифраторы.. 254
ГЛАВА 21 МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ И ДЕМУЛЬТИПЛЕКСОРЫ... 260
21.1. Мультиплексоры.. 260
21.2. Демультиплексоры.. 264
ГЛАВА 22 СУММАТОРЫ... 269
22.1. Суммирование двоичных чисел. 269
22.2. Вычитание двоичных чисел. 271
22.3. Сравнение двоичных чисел. 272
22.4. Перемножающие устройства на основе сумматоров. 274
ГЛАВА 23 ТРИГГЕРЫ... 276
23.1. RS -триггеры.. 276
23.2. JK -триггеры.. 281
23.3. D -триггеры.. 282
23.4. Т -триггеры.. 284
ГЛАВА 24 СЧЕТЧИКИ ИМПУЛЬСОВ.. 285
24.1. Суммирующие счетчики. 287
24.2. Реверсивные счетчики. 290
24.3. Счетчики - делители. 295
ГЛАВА 25 РЕГИСТРЫ... 296
25.1. Общие положения. 296
25.3. Параллельные регистры.. 300
25.4. Реверсивные регистры.. 301
ГЛАВА 26 ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА.. 303
26.1. Общие положения. 303
26.2. Структуры запоминающих устройств. 305
26.3. Оперативные запоминающие устройства (ОЗУ) 308
26.4. Постоянные запоминающие устройства (ПЗУ) 313
26.5. Flash -память. 316
26.6. ОЗУ типа FRAM.. 321
26.7. Построение плат памяти. 323
ГЛАВА 27 ПРОГРАММИРУЕМЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ... 326
27.1. Общие понятия и определения. 326
27.2. Программируемые логические матрицы (PLA) 328
27.3. Программируемая матричная логика (PAL) 332
27.4. Базовые матричные кристаллы (GA) 333
27.5. Программируемые вентильные матрицы (FPGA) 335
27.6. Программируемые коммутируемые матричные блоки (CPLD) 336
27.7. Программируемые аналоговые интегральные схемы (FPAA) 338
27.8. ПЛИС типа «система на кристалле». 342
ГЛАВА 28 ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ.. 346
28.1. Общие положения. 346
28.2. ЦАП с суммированием токов. 349
28.3. ЦАП с внутренними источниками тока. 352
28.4. Сегментированные ЦАП.. 354
28.5. Цифровые потенциометры.. 357
28.6. ЦАП прямого цифрового синтеза. 358
28.7. Параметры ЦАП.. 360
ГЛАВА 29 АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ.. 366
29.1. Общие положения. 366
29.2. АЦП параллельного типа. 370
29.3. АЦП последовательного приближения. 372
29.4. Последовательно-параллельные АЦП конвейерного типа. 373
29.5. Сигма-дельта АЦП.. 374
ЛИТЕРАТУРА.. 379
|
|
|
