Способы оценки параметров маломощных усилителей класса А, В, АВ.

 

4.1. Усилитель классе А - схема усилителя–инвертора (рис. 4.1).

При малом входном сигнале (десятки mV) рабочую точку транзистора выбирают исходя из требуемых статических характеристик транзистора.

 

I_{К.Мах.Раб.} = E_К/(R_К + R_Э) (4.1)

 

Если транзистор открыт полностью, то сопротивление перехода r_КЭ ≈ 0 и согласно уравнения (4.1) на резисторах R_К и R_Э падает почти все напряжение E_К.

*(Способы построения линии нагрузки рассмотрены в материалах лекций).

Задавая величину сигнала в цепи базы, меняют положение рабочей точки за счет изменения тока покоя I_К.П =I₀ =I_К.Нач и падения напряжения U₀ =U_КЭ на транзисторе.

Рабочую точку транзистора выбирают также исходя из динамического режима работы транзистора, т.е. из амплитуды U_m2 в зависимости от U_m1.

Для маломощных биполярных транзисторов в режиме А, значение тока покоя составляет I₀ = I_К.П ≈ (0,2÷0,3)I_К.МАХ. ≈ 5÷15 мА при токе I_Б.П. ≈ (150÷300) мкА.

 

Для обеспечения положения рабочей точки А необходимо выполнение условий:

V_К = U_ВЫХ ≈ (¹/₂)·E_К. (4.2)

U₀ = U_КЭ ≈ (¹/₃ ÷ ²/₅)·E_К; U₀ ≤ U_m2, (4.3)

V_Э = U_RЭ ≈ (¹/₆ ÷ ¹/₁₀)·E_К;

 

где V_Э, V_К, V_Б - соответствует потенциалу между электродом и землей;

индексы U_БЭ, U_КЭ, U_БК - соответствуют падению напряжения на электродах.

 

В соответствии с 2-м зак. Кирхгофа Е =V_К+U_КЭ+V_Э. 1 = (¹/₂)+(¹/₃ ÷ ²/₅)+(¹/₆ ÷ ¹/₁₀).

 

Например, при Е = 10 В → U_RК+U_КЭ+V_Э = 10 = (5 + 3,3 + 1,7) = (5 + 4 + 1).

В том числе, максимальные значения напряжения, тока и мощности на элементах, не должны превышать предельных значений:

 

U_КЭ + U_m2 < U_2.max. I₀ + I_m2 < I_2max. U₀·I₀ + U_m2·I_m2 < P_VTmax. (4.4)

 

Величина U_КЭ ограничена амплитудой U_Н.m отрицательной полуволны (для n-p-n VT) и положительной полуволны (p-n-p VT) и определяется выражением:

2U_Н.m = |-E_И| R_Н/(R_Н+R_Э) = Е_И·R_Н/(R_Н+R_Э). [ 2U_Н.m ≈ (0,5 -0,7)E ] (4.5)

 

Например, (при Е =10 В и R_Н =1к) → 2U_Н.m =10·1к/(1к+1к) = 5В. U_Н.m = 2,5В.

При этом мощность в нагрузке составляет:

 

Р_Н = 0,5·2U²_Н.m/R_Н = Е²_И·R_Н/(2·(R_Н +R_Э)²). (4.6)

 

Например, [0,5·2·2,5²/1000 = 10²·1000/(2·(1000+1000)²) = 10 mВт]; (I_Н = 5 mA).

 

Мах. значение мощности достигается при условии R_К > R_Э и R_Н » R_Э, т.е.

 

Р_Н.НОМ. = E²_И/8R_Э. [10²/(8·1000) = 12,5 mВт]. (4.7)

Мощность, потребляемая от источника питания, составляет:

Р_И = 2Е²_И/R_Э, [2·10²/(1000) = 200 mВт].

КПД составит: h = Р_Н.Мах./P_И = 1/16» 6,25%; [12,5/200 = 6,25%]

 

Мощность Р_VT, рассеиваемая на VT, максимальна в режиме покоя.

 

Р_VT = Е²_И/R_Э = 8Р_Н.Мах; [10²/1000 = 100 mВт]; Р_И = Р_VT + Р_RК + Р_RЭ.

 

4.2. Усилитель класса В - двухтактный эмиттерный повторитель на комплементарных транзисторах разного типа проводимости (рис. 4.2а,б) позволяет получить существенно более высокую мощность в нагрузке и высокий КПД.

При U_ВХ = 0 оба транзистора закрыты, т.к. не обеспечено напряжение смещения в области базы. Следовательно, в схеме ток покоя составляет I₀→I_Ко, что характерно для работы транзистора в режиме класса В. Мах. размах напряжения на нагрузке U_Н при питании |+Е_И|=|-Е_И| достигает значения U_Н.m= (Е_П–U_Ост), если учитывать, что транзисторы могут работать на границе насыщения, при U_КЭ→0.

 

 

При полном размахе напряжения U_Н в нагрузке мощность составит:

 

Р_Н.МАХ = E²_И/2R_Н. [при Е =10 В и R_Н = 1000 → 10²/(2·1000) = 50 mВт]. (4.8)

 

Мощность, отдаваемая источником питания, составит Р_И = 2Е_И∙I_Н.m/p.

 

[При Е = 10 В и I_Н.m = 5 mA → Р_И = 2·10·0,005/3,14 = 31,84 mВт].

 

h = Р_Н.Мах/P_И = p/4 = 78,5% [h = 25 mВт/31,84 mВт = 78,5%] (4.9)

 

При полной амплитуде напряжения на нагрузке U_Нm транзистор рассеивает мах. мощность. В случае U_Нm = (2/p)Е_И, на каждом VT рассеивается мощность

 

Р_VT.Мах = (1/p²)(Е²_П/R_Н). [(1/3,14²)(10²/1000 = 3,2 mВт ]. (4.10)

 

[U_Нm = (2/p)Е_И = (2/3,14)·10 = 6,37 В; т.е. U_Нm.Мах ≤ 0,64·Е_И]

4.3. Усилитель класса АВ - двухтактный эмиттерный повторитель (рис. 4.3) позволяет снизить нелинейные искажения, возникающие из-за кривизны начального участка входных характеристик транзистора. Работа схемы основана на том, что через транзисторы VТ₁ и VТ₂ задают начальный ток покоя I₀, равный:

I_К.П = I₀ = (0,04¸0,08)∙I_Н.m. (4.11)

Для задания тока I₀ следует приложить между базами VТ₁ и VТ₂ напряжение

U_БЭ = U_СМ ≈ 0,55 ÷ 0,65 В, являющееся начальным условием работы транзистора.

Величину U_СМ формируют резисторами R₂ и R₃ или набором диодов.

Если U_БЭ1 = U_БЭ2, то оба транзистора имеют равный потенциал покоя.

Резисторы R_5Э и R_6Э, создающие в схеме отрицательную обратную связь по току, обеспечивают стабилизацию тока покоя I_П в широком диапазоне температур.

Вместе с тем резисторы R_5Э и R_6Э снижают мощность в нагрузке и являются элементами защиты VТ₁ и VТ₂ от перегрузки в случае их полного открывания.

Мощность, выделяемую двумя транзисторами усилителя, берут с запасом, напр., Р_VТ ³ 1,1∙Р_Н.

Переменные составляющие I_К.m и U_К.m, составляют:

I_К.m= Ö2Р_VT/R_Н, (4.12)

 

U_К.m = 2P_VT/I_К.m. (4.13)

 

Напряжение U_ОСТ = U_КЭ.Мин ≈ 1В в цепи К-Э находят из выходных характеристик этих транзисторов VТ₁ и VТ₂.

Напряжение U_ОСТ должно отсекать нелинейную часть выходных характеристик в области малых значений U_КЭ.Мин (рис. 4.4). Выделяемую оконечным каскадом мощность можно определить графически как площадь треугольника АВС (рис. 4.4).

 

Р_VT = U_К.m∙I_К.m/2 (4.14)

 

В соответствии с рис. 4.4, Е_К должно удовлетворять условию:

 

Е_К ³ U_К.m+ U_ОСТ. = (0,3¸0,4)U_{К.ДОП. СПРАВ}. (4.15)

 

При значениях I_К.П < 2% I_Н.m увеличиваются нелинейные искажения сигнала типа «ступенька», но с другой стороны рост начального тока покоя I_КП >10% приводит к росту среднего тока I_К.СР, потребляемого от ист. питания. I_К.СР = I_К.m/p.

КПД и потребляемая каскадом мощность от источника составят:

 

h = (Р_VT/Р_И)∙ 100%. Р_И = 2Е_И∙I_К.СР. (4.16)

 

Для расчета параметров входной цепи (начального и мах. значения напряжения U_Б.П и U_Б.m при средней величине U_К) пользуются входными характеристиками транзисторов (для режима В). Начальный и мах. токи базы составят:

I_БП = I_Б0 = I_К0/b_min, I_Б.m = I_Km/b_min. (4.17)

 

Затем определяют величину U_ВХ.m = U_Бm + U_ВЫХ.m (К_u ≤ 1) (4.18)

подсчитывают входную мощность Р_ВХ = (½)U_ВХ.m∙I_Бm (К_i > 1) (4.19)

и коэффициент усиления по мощности К_Р = Р_ВЫХ /Р_ВХ. (К_P = К_u∙К_i) (4.20)

Пример 4.1. Выполним анализ параметров схемы усилителя класса А (рис. 4.1).

 

Дано: E_К =10 B; r_Г =200 Ом; β =40; I_К.Max = 50 mA; U_Вых=ΔV_К.m=±2 В. f _Мин.=100Гц.

Решение. Для исключения перегрузки источника Е_Г необходимо выбрать ток I_К.Нач таким, чтобы для переменных напряжений входное сопротивление схемы составляло: r_ВХ ≥ 2r_Г, r_ВХ ≥ 1 кОм. Входное сопротивление схемы определяют выражением:

r_ВХ = R₁||R₂||r_БЭ. (r_ВХ ≈ R₁||R₂).

 

Выбор I_К.Нач обусловлен величиной β или h_21Э.

Чем больше минимальная величина h_21Э для данного типа VT, тем меньше величина I_К.Нач, которую берут также из условия I₀ = I_К.П ≈ (0,2÷0,3)I_К.Мах.

Пусть при β = 40 → I_К.П = 0,1∙I_К.Max = 5 mA.

Тогда r_БЭ = (β∙φ_T/I_К.Нач.) = (β/S). r_БЭ = [40∙(26 mV)/(5 mA)] = 208 Ом.

 

где: (φ_T = k∙T/q) ≈ 0,026В. R_K ≥ R_Н > R_Э.

Далее, необходимо обеспечить работу транзистора на постоянном токе, т.е. установить потенциалы на электродах VT при отсутствии входного сигнала.

Стабильность рабочей точки транзистора тем лучше, чем больше падение напряжения на R_Э, т.к. в этом случае изменение U_БЭ будет меньше напряжения V_Э и, следовательно, влияние тока I_К будет незначительным.

Для обеспечения положения рабочей точки А необходимо выполнение условий:

 

V_К = U_RК = U_ВЫХ ≈ (¹/₂)·E_К. [V_К = 5 В]. (4.2’)

U₀ = U_КЭ ≈ (¹/₃ ÷ ²/₅)·E_К; U₀ ≤ U_2m; [U_КЭ ≈ 3,3÷4 B]. (4.3’)

V_Э = U_RЭ ≈ (¹/₆ ÷ ¹/₁₀)·E_К; [V_Э = U_RЭ ≈ 1,7 ÷ 1 B].

 

По второму закону Кирхгофа Е =U_RК+U_КЭ+V_Э. 1 = (¹/₂)+(¹/₃÷²/₅)+(¹/₆÷¹/₁₀).

 

Например, при Е = 10 В → U_RК+U_КЭ+V_Э = 10 = (5 + 3,3 + 1,7) = (5 + 4 + 1).

 

В задании выходной сигнал усилителя составляет U_Вых=ΔV_К.m = ± 2 В, что удовлетворяет условию U_2m ≥ U₀ = ± 2В (4.5), а также (2U_Н.m ≤ 0,5E).

Тогда, диапазон изменения потенциала на коллекторе составит:

V_К. = (V_Э + U_КЭ) + |ΔV_К.Мах.| = (1,7В + 3,3В) ± 2В = (3 ÷ 7) В. (4.2’)

 

Для обеспечения данного условия, выберем U_КЭ = 3,3 B.

Для этого случая выполним расчет номиналов резисторов R_К и R_Э.

R_Э = (V_Э/I_К.Нач) = (1,7 В/0,005A) = 340 Ом. (4.3’)

R_К = (E_К - V_К)/I_К.Нач) = ((10В – 5В)/0,005A) = 1 кОм. (4.4’)

r_КЭ = U_КЭ.Ном. / I_К.Нач. = 3,3/0,005 = 660 Ом. R_Н ≈ 2R_Э = 500 Ом.

 

Изменение ΔI_К.Нач. при V_Э = 1,7 В и при изменении Т на 1 градус, составит:

 

ΔI_К = (∂I_К/∂T)/I_К = (∂V_Э/∂Т)/V_Э = [(2mB/K)/1,7 B] ≤ (0,1%/K)

где *(∂/∂Т) = - 2(mB/K) – изменение потенциала на переходе при изменении Т(К).

Дрейф потенциала коллектора при отсутствии сигнала составит:

 

(∂V_К/∂Т) = - 2(mB/K)(R_К/R_Э) = - 2 (mB/K)(1к/0,34к) = - 5,88 (mV/K). (4.5’)

 

Для установки потенциала V_К необходимо выполнить условие U_БЭ > 0,50 B, исключающее отсечку транзистора, иначе параметры β, S и r_БЭ в соответствии с выходными характеристиками значительно уменьшатся.

где: S крутизна. S = (I₀/φ_T)exp^{(Uбэ/γφT)} = (I_К/φ_T).

С другой стороны, потенциал V_К (в статике) необходимо выбирать не очень большим, иначе падение напряжения на R_К и К_U будут очень малы.

Необходимо установить потенциал базы V_Б при отсутствии сигнала таким образом, чтобы падение напряжения на R_Э составляло: V_Э ≈ 1,7 В. Для Si транзисторов при малых токах коллектора напряжение U_БЭ ≈ 0,6 ± 0,1 B. Отсюда следует:

 

V_Б = V_Э + U_БЭ = 1,7 + 0,6 ≈ 2,3 В. (4.6’)

Базовый ток составит: I_Б.П. = I_К.П./β = 5000 мкА/40 = 125 мкА. (4.7’)

 

Ток I_Б.Нач не должен существенно влиять на базовый потенциал, поэтому через делитель напряжения на резисторах R₁, R₂ должен протекать шунтирующий ток делителя I_Д, составляющий I_Д = (3÷5)I_{Б Нач}. Выбрав I_Д = (4)I_{Б Нач}. получим:

 

R₁ = (Е_К–V_Б)/(I_Д–I_Б) = (10–2,3)/(0,00050–0,000125) = 20,53 кОм. (4.8’)

 

R₂ = V_Б/I_Д = (2,3/0,0005) = 4,7 кОм. (4.9’)

 

Выбор величин R₁ и R₂ должен также обеспечить условие r_ВХ ≥ 400 Ом.

Входное и выходное сопротивление схемы по переменному току составит:

 

r_ВХ = u_ВХ/i_ВХ = [r_БЭ || R₁||R₂ ]= [0,3к || 20,5к || 4,7к]. (4.10’)

 

r_ВХ = [r_БЭ ||R₁||R₂] = [r_БЭ ·R₁·R₂] / [(r_БЭ·R₁)+(R₁·R₂)+(r_БЭ·R₂)] =277,9 ≈0,28 к.

 

r_ВЫХ = – (u_ВЫХ/i_ВЫХ) = (R_К||r_КЭ) = (1к·0,66к) / (1к·0,66к) =0,397 ≈ 0,40 к. (4.11’)

 

Определим коэффициент усиления по напряжению

 

A = (u_ВЫХ/u_ВХ) = – (I_К/φ_T)(R_К||r_КЭ) = – (I_К/φ_T)(r_Вых) = (4.12’)

= (-0,005/0,026)(0,40) = 0,192·400 = – 77.

 

Коэффициент передачи сигнала от источника к нагрузке (при R_Н =0,5к) составит:

 

К_U = (U_ВЫХ/U_Г) = [r_ВХ /(r_ВХ + r_Г)]∙А∙[R_Н/(R_Н+r_ВЫХ)] = (4.12’)

= [0,3к/(0.3+0,2)]·77·[0,5к/(0,5к+0,4к)] = 25,66.

 

Это значение сохраняется до нижней частоты f _МИН = 100 Гц. Поскольку схема содержит три ФНЧ (конденсаторы C₁ и C₂ на входе и выходе схемы и C_Э в цепи ОС), то нужно выбрать частоту среза f _ГРАН этих фильтров в пределах до f _МИН.

Положим, что эти частоты равны: f _ГР = f _МИН./√n = 100Гц/√3 = 57 Гц. (4.13’)

 

С₁ =1/[2∙π∙ f _ГР∙(r_Г+r_ВХ)] = 1/[2∙π∙57∙(200+300)] = 5,6 мкФ. (4.14’)

 

С₂ = 1/[2∙π∙ f _ГР∙(r_ВЫХ+R_Н)] = 1/[2∙π∙57∙(400 + 500)] = 3,1 мкФ. (4.15’)

 

С_Э = S/[2∙π∙ f _ГР] = I_К.Нач/(2∙π∙ f _ГР∙φ_T) ≈ 0,000537 Ф = 537 мкФ. (4.16’)

 

* Улучшение стабильности рабочей точки усил. достигается при использовании ООС на низких частотах. Для этого в схему введена цепь из элементов R_Э, С_Э.

При частотах выше f ₁ = [1/(2∙π∙(R_Э∙С_Э)] модуль сопротивления уменьшается, т.е. коэффициент К_U возрастает пропорционально частоте и достигает значения S∙R_К. (рис. 4.6).

 

f ₁ = [1/(2∙π∙(R_Э∙С_Э)] = 1/(2∙3,14∙(340∙0,000537)) = 0,87 Гц. (4.17’)

Отсюда следует, что

f ₂ = [S∙R_К/(R_К/R_Э)∙ f ₁] = [(S∙R_Э)∙ f ₁] = (I_К.Нач/φ_T)∙R_Э∙ f ₁ = 57 Гц, либо

f ₂ = [1/(2∙π∙С_Э) / S] = [S / (2∙π∙С_Э)] =57 Гц. (4.18’)

 

Доопределим остальные параметры:

 

U_Н.m = |-E_И| (R_Н/(R_Н+R_Э) = Е_ИR_Н/(R_Н+R_Э)

= 10∙0,5к/(0,5к+0,34к) = 5,96 В. (4.5’)

 

Мощность в нагрузке, в транзисторе и мощность источника составят:

 

Р_Н = 0,5U²_Н.m/R_Н = Е²_ИR_Н/2(R_Н +R_Э)² = 0,5∙5,96²/500 = 0,0355 Вт. (4.6’)

 

Р_VT = Е²_И/R_Э = 8Р_Н.Мах = 10²/340 = 0,294 Вт.

 

Р_И = 2Е²_И/R_Э = 2∙10²/340 = 0,588 Вт. h = Р_Н.Мах./P_И = 0,036/0,588» 6,1%.

 

(вполне допустимо и удовлетворяет решению)

Пример 4.2. Выполним расчет параметров схемы ус. класса А (рис. 4.1).

 

Дано: E_К =10 B, R_Н = 1 кОм; I_Н = 2 mA; U_ВХ = 10 mB; f _Мин. = 100 Гц.

 

U_ВЫХ = V_К.Мах= ± 2 В. Параметры транзистора: КТ315: I_К.Мах = 50 мA; β = 30.

Решение. Существует следующая зависимость между током I_Н и током I_К:

I_К.НОМ = (1,3÷1,8)I_Н. Возьмем I_К.НОМ = (1,5)I_Н = 3 mA.

 

Потенциал на базе транзистора выбирают из условия: V_Б = (0,15÷0,25)Е_К.

Причем, чем V_Б больше, тем выше термостабилизация усилителя.

 

Отсюда примем: V_Б = (0,2)Е_К = 0,2∙10 = 2 В = U_R2.

 

Напряжение на эмиттере VT _Si будет примерно на 0,6 В меньше, чем V_Б, а для VT_Ge примерно на 0,2 В меньше, чем V_Б, т.е. (ΔV_Э(Si) = 0,6 и ΔV_Э(Ge) = 0,2).

 

В результате получим: V_Э = V_Б – ΔV_Э(Si) = 2 – 0,6 = 1,4 В.

 

Для схемы (рис. 4.1) характерны следующие зависимости:

 

I_Э ≈ U_ВХ/R_Э, I_К ≈ U_ВЫХ/R_К. Полагая, что I_Э ≈ I_К, получим зависимость:

 

U_ВХ/R_Э = - U_ВЫХ/R_К, в соответствии с которой К_U = - U_ВЫХ/U_ВХ ≈ - R_К/R_Э.

 

Записав условие I_К ≈ I_Э ≈ U_Э/R_Э, получим: R₄ = R_Э =V_Э/I_Э = 1,4/0,003 = 466 Ом.

 

Величину R_К = R₃ выбирают так, чтобы падение U_RЭ и V_Э были близкими. Это обеспечит максимально возможную амплитуду усиленного сигнала.

 

R₃ = R_К = (E_И –ΔV_Э)/2I_Э = (10–0,6)/(2∙0,003) = 1560 Ом.

 

Ток базы транзистора составит: I_Б = I_К.НОМ/β_МИН = 3/30 = 100 мкА.

 

База транзистора присоединена к делителю напряжения образованному резисторами R₁, R₂. Ток I_Д через R₁, R₂ берут в 3÷5 раз больше тока базы.

 

Возьмем I_Д = 4∙I_Б = 0,4 мА. Тогда R₂ = U_R2/I_Д =2/0,0004 = 5 кОм. (U_R2=V_Э).

 

U_R1 = E_К – U_R2 = 10 – 2 = 8 В. R₁ = U_R1/I_Д = 8/0,0004 = 20 кОм.

 

* Доопределить остальные параметры схемы используя выр. 4.1 - 4.20.

Пример 4.3. Расчет параметров схемы усилителя класса АВ (рис. 4.3).

Дано: Р_Н = 1 Вт, R_Н = 28 Ом, Е_Г = 300 мВ, r_Г = 300 Ом.

Решение:

1) Требуемое амплитудное значение тока I_Кm подведенное к нагрузке составит:

 

I_Кm=Ö2Р_VT/R_Н = Ö2×1,1/28 = 0,28 А.

I_К.Нагр = 0,28/Ö2 =0,2; (Р_VT³1,1Р_Н=1,1 Вт).

 

2) Напряжение U_ОСТ должно отсекать нелинейную часть характеристики.

Пусть U_КЭ.Мин » U_ОСТ » 1 В.

 

3) Найдем требуемую амплитуду U_Вых. на нагрузке U_Кm= 2Р_VT/I_m=2×1,1/0,28=7,85 В.

 

4) Необходимое напряжение источника питания (ЭДС):

 

Е_И ³ U_ОСТ + U_Кm = 1+7,85 = 8,85 В. Возьмем Е_И с запасом. Пусть Е_И = 10 В.

 

5) По значению Р_VT и U_КЭ.Мах. выбираем по справочнику комплементарную пару VТ₁ и VТ₂ - КТ814 и КТ815. для которых коэффициент передачи тока b _Мин = 25.

 

Тогда I_Бm = I_Кm /b = 0,28/25 = 0,0112 А ≈ 11 мА

 

6) Определим резисторы R₁÷R₄ в цепи базового делителя:

 

Зададим I_К.Нач из условия I_К.Нач = (0,03÷0,06)I_К.m.VT.

 

Пусть I_К.Нач =0,03×I_К.m = 0,03×0,28 = 8,4 мА, тогда I_Б.Нач = I_К.Нач/b=8,4/25=0,336 мА.

 

Из входных характеристик возьмем U_{БЭ.Нач.(Si)} » (½)U_ОСТ = 0,5 В.

 

Примем ток делителя равным I_Д = 3×I_Б.Нач. = 3×0,336 мА = 1 mА,

 

тогда R₁ = R₄ =(Е_К –U_БЭ.Нач)/(I_Д +I_БЭ.Нач) = (10-0,5)/(1,0+0,336) ≈ 7,1 кОм,

 

R₂ = R₃ = U_{Б.Э.Нач.}/I_Д =0,5/0,001 ≈ 0,5 кОм. R_Э = R_5,6 = R_Н/(4,5)= 28/4,5 = 6,2 Ом.

 

7) Полагаем, что r_ВХ1 =V_Б∙I_Б. Если падение напряжения на эмиттерном переходе мало, то им можно пренебречь, тогда V_Б » I_Э∙R_Э и I_Э.Нач = I_Б∙(b+1). V_Б » 0,054.

 

Следовательно r_ВХ = I_Б∙(b+1)∙(R_Э/I_Б) - но это без учета сопротивления r_Э.

На практике r_Э1 < R_Э1 и r_Б1 < I_Б1∙(b+1). r_ВХ ≈ R_Э(b+1) = 161 или r_ВХ1 = h₁₁=Δu₁/Δi₁.

 

Входное сопротивление каскада: r_ВХ » b(R_Н + R_Э) = 25(28+6,2) = 885 Ом.

8) Амплитуда входного тока VТ₁

I_ВХ.m = U_ВХ.m/(R_Г + r_ВХ)» Е_Г /b×(r_Э + R_Э) = 0,3/25×(5+6,2)» 0,0010 А.

 

10) Коэффициент усиления по мощности:

К_Р = Р_Н/Р_ВХ = 2Р_Н /U_ВХ.m×I_ВХ.m = 2×1,1/0,3×0,001 = 7333.

Литература

 

1. Рекус Г.Г. Основы электротехники и промышленной электроники в примерах

и задачах с решениями: Учебное пособие. – М.: Высш. шк., 2008. – 343 с.

2. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника. – М.: Высш. шк., 2001. – 620 с.

3. Березкина Т.Ф., Гусев Н.Г. Задачник по общей электротехнике с основами

электроники. – М.: Высш. шк., 2001. – 377 с.

4. Алиев И.И. Электротехнический справочник. – М.: Радио, 2000. – 384 с.

⇐ Предыдущая45678910111213Следующая ⇒

Поделиться:

Воспользуйтесь поиском по сайту: