 |
Методики расчета каскадов модуля
|
|
|
|
3.1. Методика расчета РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА
МОЩНОГО СВЧ УСИЛИТЕЛЯ мощности
Рассматриваемая методика может быть использована для расчета режима мощного транзистора усилителя, работающего на частотах порядка сотен мегагерц, и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к экспериментальным. На значениях частоты 1… 3 ГГц погрешность расчета возрастает из-за использования упрощенной эквивалентной схемы транзистора и недостаточной точности при определении ее параметров. В диапазоне частот выше 3 ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает оказывать сильное влияние даже сравнительно небольшой разброс значений индуктивностей выводов и емкостей корпуса, а также многочисленные паразитные связи в конструкции транзистора. Эти обстоятельства ограничивают верхний частотный предел применимости рассматриваемой методики.
В методике расчета используется эквивалентная схема, дополненная некоторыми элементами, существенными для диапазона СВЧ.
Параметры эквивалентной схемы транзистора зависят от протекающих токов и приложенных напряжений. Однако обычно считают, что в выбранном режиме транзистора параметры схемы будут постоянными в пределах каждой области работы: рабочей области (К — замкнут) и области отсечки (К — разомкнут). Параметры эквивалентной схемы приводятся в справочных данных, а наименования их даны в разделе «Обозначения» пособия [1]. Некоторые параметры, которые отсутствуют в справочниках, можно оценить по формулам:
С д= С э+ С диф; С к= С ка+ С кп; 
; τк= r б С ка; 
;
; 
; 
.
При усреднении S п ток i к рекомендуется принять равным половине высоты импульса коллекторного тока i к max или амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к 0,5 i к max. Емкость С к определяют при выбранном напряжении U к0. На частотах 
сопротивление r слабо шунтирует емкости и им можно пренебречь. Неравенство 
определяет нижнюю частотную границу проводимого анализа. При расчете принимают, что в диапазоне СВЧ входной ток мощных транзисторов оказывается близким к гармоническому за счет подавления высших гармоник индуктивностью входного электрода. Форма коллекторного напряжения принимается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной ток и коллекторное напряжение не содержат высших гармоник и эквивалентный генератор тока S п (U п- U') нагружен на диссипативное сопротивление. Расчет производим для граничного режима работы транзистора.
|
|
|
Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники показана на рис. 3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке будут отрицательные обратные связи через L э и 
.
Рис. 3. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники
Для обеспечения устойчивого режима применяют специальные меры, например, включение r доп в цепь эмиттера или нейтрализацию L б включением емкости в базовую цепь. Можно использовать выходное сопротивление моста делителя, если усилитель построен по балансной схеме. Сопротивление r вх1 с ростом мощности уменьшается (до долей ом), x вх1 вблизи верхней частотной границы имеет индуктивный характер из-за L б и L э и значительно больше r вх1. Коэффициент усиления обратно пропорционален квадрату частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте f ' имеет коэффициент усиления 
, то на некоторой, более низкой рабочей частоте f, его коэффициент усиления можно оценить примерно как 
, т. е. если 
, то K р будет в четыре раза больше 
. В схеме ОЭ при 
верхняя рабочая частота f в не превышает f гр.
|
|
|
Тип транзистора выбирают по заданной выходной мощности P вых1 на рабочей частоте f, определяют схему включения транзистора, пользуясь справочными данными транзистора. Часто схема включения транзистора определяется его конструкцией, в которой с корпусом соединяется один из электродов (эмиттер, база). При выборе типа транзистора можно ориентироваться на данные экспериментального типового режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы на мощность не менее 
, указанной в справочнике. Сильное недоиспользование транзистора приводит к снижению его усилительных свойств. Интервал частот f в… f н включает 
и 
для схемы ОЭ. Применение транзистора, имеющего f н выше рабочей, позволяет получить более высокое усиление, но при этом увеличивается вероятность самовозбуждения усилителя и понижается его надежность.
Схема ОБ характерна для транзисторов, работающих на f >1 ГГц. Транзисторы, имеющие два вывода эмиттера (для уменьшения L э), следует включать по схеме ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной схемы можно использовать следующие данные: 
нГн (для OЭ L общ= L э), L к и входного вывода — в несколько раз больше. 
, 
, 
. Параметр h 21э в расчетах не критичен, 
для приборов на основе кремния, 
, где P вых1 и U к0 соответствуют рабочему режиму (например, экспериментальные данные). Если требуемая мощность P вых1 близка к той, которую может отдать транзистор, то U к0 берется стандартным. При недоиспользовании транзистора по мощности целесообразно снижать U к0, для повышения надежности. Например, если требуемая P вых1 на 30-40% меньше 
(мощности в типовом режиме), то U к0 можно уменьшить на 20-30% по сравнению со стандартным. Однако при снижении U к0 вдвое по сравнению со стандартным частота f гр уменьшается на 5… 15%, а емкость С к увеличивается на 20... 25%.
Напряжение смещения U б0 часто выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет близок к 80… 90°, при котором соотношение между P вых1, ηэ, K р близко к оптимальному. Кроме того, в этом случае отсутствует цепь смещения, что упрощает схему усилителя и не требует затрат мощности на осуществление смещения. В отношении S гр надо иметь в виду, что перед расчетом ее следует уточнить, используя условие
|
|
|
(для схемы ОЭ — 0,7; для схемы ОБ — 0,8).
При этом P вых1 и U к0 берутся для выбранного транзистора. При невыполнении этого условия можно несколько увеличить S гр (на 10… 15%).
Предлагаемая методика расчета исходит не из P вых1, а из мощности Р г, развиваемой эквивалентным генератором тока i г. Мощность Р г в схеме ОЭ следует взять на 10 20% меньше, чем требуемая P вых1, которая имеет приращение из-за прямого прохождения части входной мощности. На f>f rp в схеме ОБ Р г берется на 25... 50% выше P вых1, на f<f rp эта доля меньше.
К начальным параметрам расчета относится температура корпуса транзистора. Ее можно задать как Т к= Т с+(10… 20) °С с учетом перегрева радиатора относительно окружающей среды.
Если после проведения расчета на значения 
, f ' в типовом режиме K р отличается от справочного значения 
не более, чем на 
, то можно считать, что параметры эквивалентной схемы, принятые в расчете, оценены правильно. Если модуль пикового напряжения 
, то это означает, что значение емкости С э занижено. Для удобства расчета исходные данные целесообразно свести в таблицу в следующем порядке:
P вых1, Bт;
P г, Bт;
f, МГц;
f гр, МГц;
U кэ доп, В;
U кб доп, В;
U бэ доп, В;
U', В;
U в0, В;
U к0, В;
S гр, А/В;
R пк, °С/Вт;
Т п, °С;
Т к, °С;
h 21э;
C к, пФ;
C кп, пФ;
C э, пФ;
r б, Ом;
r э, Ом;
r к, Ом;
L б, нГн;
L к, нГн;
L э, нГн;
P к доп, Вт.
Приводимый ниже порядок расчета граничного режима работы при U в0=0 может быть использован для включения транзистора как по схеме ОЭ, так и по схеме ОБ. Там, где формулы расчета для схем ОЭ и ОБ отличаются, будет сделана пометка «ОЭ» или «ОБ». Все расчеты проводятся в системе СИ.
1. Напряженность ξгр режима:
.
2. Амплитуда напряжения и тока первой гармоники эквивалентного генератора:
.
3. Пиковое напряжение на коллекторе:
U к пик = U к0+ U г1 <U кэ доп.
При невыполнении неравенства следует изменить режим или выбрать другой тип транзистора.
4. Параметры транзистора:
; 
; 
.
5. Находим значения параметров А и В:
, 
, где 
.
С помощью графика A (γ1) на рис. 4 определяем коэффициент разложения γ1(θ). Затем по табл. 3.1. [1] для найденного γ1(θ) определяем значения, θ, cos(θ) и коэффициент формы g 1(θ).
|
|
|
6. Пиковое обратное напряжение на эмиттере
.
З
атем в пп. 7… 22 рассчитываются комплексные амплитуды токов и напряжений на элементах эквивалентных схем (см. рис. 3). За вектор с нулевой фазой принят ток 
и 
.
Рис. 4. Зависимость параметра A от коэффициента разложения симметричного косинусоидального импульса γ1(θ)
7. 
, где 
.
8. 
.
9. 
.
10. 
.
11. 
.
12. 
.
13. 
.
14. 
.
15. 
.
16. 
.
17. 
.
18. 
.
19. 
.
20. 
.
21. 
.
22. 
.
23. Амплитуда напряжения на нагрузке и входное сопротивление транзистора для первой гармоники тока:
;
24. Мощность возбуждения и мощность, отдаваемая в нагрузку:
для схемы ОЭ 
;
Если P вых1 будет отличаться от заданной более чем на ±20%, расчет следует провести заново, скорректировав значение P г.
25. Постоянная составляющая коллекторного тока, мощность, потребляемая от источника питания, и электронный КПД соответственно:
; 
; 
.
26. Коэффициент усиления по мощности, мощность, рассеиваемая транзистором и допустимая мощность рассеяния при данной температуре корпуса транзистора:
; 
; 
.
Можно принять значение Т п max= T п, где T п — допустимое значение, взятое из справочных данных.
Следует убедиться, что 
.
27. Сопротивление эквивалентной нагрузки на внешних выводах транзистора
, где 
для схемы ОЭ.
Данный расчет исходил из нулевого смещения на входном электроде транзистора. В ряде случаев этот режим может быть не оптимальным и желательно вести расчет на заданный угол отсечки (например в усилителе ОБ для стабилизации режима уменьшают угол отсечки). Тогда, выбрав угол отсечки θ, по табл. 3.1. [1] находят коэффициент α1(θ) и определяют
.
Затем в п. 5 находят напряжение смещения U в0 из соотношения
,
где 
берут (для выбранного θ) также из табл. 3.1.
Если напряжение смещения должно быть запирающим, то можно применить автосмещение, включив сопротивление 
, заблокированное конденсатором. При отпирающем смещении требуется дополнительный источник напряжения.
3.2. Методика расчета режима транзистора
мощного СВЧ умножителя частоты
В промежуточных каскадах радиопередающих устройств СВЧ применяют умножители частоты о выходной мощностью до сотен милливатт. Такие СВЧ-умножители являются уже мощными. Умножение частоты в них достигается выделением нужной n- й гармоники из импульса коллекторного тока. При расчете режима транзистора, работающего на частотах 108... 109 Гц (сотни МГц), используют кусочно-линейную модель транзистора. При этом дополнительно учитывают индуктивности выводов транзистора, емкость закрытого эмиттерного перехода и потери в материале коллектора. Предполагают, что транзистор включен по схеме с общей базой (ОБ) и возбуждается от генератора гармонического тока. Схема ОБ обеспечивает лучшие энергетические параметры мощного умножителя СВЧ, чем схема с общим эмиттером (ОЭ). В схеме ОЭ за счет обратной связи через емкость С к импульс коллекторного тока деформируется и имеет малые коэффициент формы gn (θ), а следовательно, и КПД, и мощность в нагрузке.
|
|
|
Выходная мощность умножителя ограничена несколькими факторами. К ним относятся предельно допустимые значения обратного напряжения на эмиттерном переходе U бэ доп и мощности рассеяния, а также критический коллекторный ток I кр1.
При выборе угла отсечки надо учитывать следующее. Пиковое обратное напряжение U бэ пик увеличивается при уменьшении угла отсечки θ, что может ограничить мощность, отдаваемую умножителем частоты. При больших углах отсечки уменьшается КПД и растет рассеиваемая мощность Р к, что может привести к нереализуемости режима транзистора. Если при оптимизации мощности умножителя частоты опираться только на ограничения по коллекторному току, считая максимальный i к max =I кр, то оптимальным углом отсечки при n =2 оказывается θ=60°, а при n =3 — θ=40°. При этих углах отсечки КПД будет достаточно высоким, но надо не допустить превышения U бэ доп. Поэтому часто угол отсечки и для n =2, и n =3 выбирают равным θ=60°.
Расчет режима транзистора ведут на заданную выходную мощность транзистора P вых n на рабочей частоте nf, определенную по выходной мощности умножителя P вых n и КПД его выходной согласующей цепи hк вых: Р вых n = Р вых/hк вых.
Для расчета используем методику, которая имеет в своей основе следующие допущения:
интервал рабочих частот соответствует неравенствам: 
, 
;
транзистор возбуждается от генератора гармонического тока;
крутизна по переходу S п считается вещественной;
напряжение на коллекторе — гармоническое;
схема включения транзистора — ОБ;
влиянием индуктивности общего вывода транзистора L б пренебрегают.
Исходя из заданных P вых n и nf по справочникам выбирается транзистор с учетом выполнения условий 
и 
. Вследствие больших потерь в материале коллектора на верхних частотах транзистора целесообразно выбирать транзистор с запасом по выходной мощности P вых n примерно в 2,0… 2,5 раза. Параметры выбранного транзистора рекомендуется свести в таблицу в следующем порядке:
, Вт;
, МГц;
, В;
U кэ доп, В;
U бэ доп, В;
, В;
I кр, А;
T п, °С;
S гр, А/В;
f гр, МГц;
С к, пФ;
r б, Ом;
r э, Ом;
r к, Ом;
L б, нГн;
L э, нГн;
L к, нГн.
Напряжение питания U к0 принимается равным или близким к 
, в типовом режиме транзистора. Угол отсечки целесообразно выбрать для n =2 и n =3 θ=60°. По табл. 3.1 [1] определяют для выбранного θ коэффициенты α0, α1, α2, γ1, γ n.
Расчет ведут в следующем порядке (режим работы принимают граничным).
1. Сопротивление потерь коллектора в параллельном эквиваленте:
.
2. Напряженность граничного режима
,
где 
.
3. Амплитуда напряжения и тока n -й гармоники, приведенные к эквивалентному генератору:
; 
.
4. Сопротивление коллекторной нагрузки:
.
5. Амплитуда n -й гармоники, высота импульса тока эквивалентного генератора, постоянная составляющая коллекторного тока соответственно:
; 
; 
.
Провести проверку выполнения условия 
. Если условие не выполняется, то следует сменить транзистор, так как из-за уменьшения частоты f гр нельзя получить заданную мощность.
6. Амплитуда тока возбуждения и коэффициент передачи по току в схеме ОБ:
, 
.
7. Пиковое обратное напряжение на эмиттере:
.
8. Напряжение смещения:
,
где 
; 
; 
; 
.
9. Диссипативная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора:
;
.
10. Мощность источника питания, КПД:
; 
.
11. Коэффициент усиления по мощности:
.
12. Мощность возбуждения:
.
13. Мощность рассеяния:
.
14. Диссипативная и реактивная составляющие сопротивления нагрузки, приведенной к внешнему выводу коллектора, в параллельном эквиваленте:
;
.
Результаты расчетов
Расчет усилителя мощности
|
|
|
