Интегральные операционные усилители. Общие сведенья. Классификация.

Операционным усилителем (УД) называется усилитель постоянного тока с большим собственника коэффициентом усиления имеющий дифференциальный вход и несимметричный выход. Один из его входов является инвертирующим поскольку при подаче на него входного сигнала выходной совпадает с входным по фазе а второй - не инвертирующим (выходной сиг­нал имеет противоположною фазу входному).

Свое название операционные усилители получили из-за того, что пер­воначально применялись для выполнения математических операций над электрическими сигналами.

Операционный усилитель — многокаскадный усилитель постоянного тока с большими ко­эффициентом усиления и входным сопротив­лением, дифференциальным входом и несимметричным выходом с малым выходным сопротивлением, предназначенный для работы в устройствах с глубокой отрицательной об­ратной связью.

Операционный усилитель выполненный в виде интегральной микросхемы в общем случае состоит из трех блоков (рис-1) дифференциального входного каскада (ДФК), блока каскадов промежуточных усиления {М\) и оконечного каскада (ОК).

Дифференциальный каскад обеспечивает возможность подачи входных сигналов по дифференциальному принципу, подавление синфазного сигнала, некоторое усиление входного сигнала и высокое входное сопротивление. В зависимости от используемого входа (инвертирующего или не инвертирую­щего) обеспечивается возможность получить выходной сигнал в фазе с вход­ным сигналом или сдвинутым на 180°. Промежуточные каскады обеспечи­вают основное усиление по напряжению. В качестве промежуточных каска­дов используют дифференциальные или однополюсные каскады. Оконечный каскад предназначен для согласования ОУ с нагрузкой для чего он обеспе­чивает малое выходное сопротивление и необходимую мощность. Выполня­ются оконечные каскады по схеме бестрансформаторного усилителя мощно­сти или эмиттерного повторителя.

Варианты обозначения операционных усилителей на принципиальных схемах представлены на рис. 8.2.

Любой ОУ, как правило, имеет шесть выводов: два входных (инверти­рующий U¯вх и неинвертирующий ), два вывода для подключения ис­точников питания ±Е˳ и один выходной вывод Uвых, а также вывод для под­соединения к общей шине (земле). Кроме основных имеются дополнитель­ные выводы, к которым подключаются цепи балансировки входного каскада по постоянному току, цепи коррекции АЧХ.

 

 

Гираторы

Для физического или полунатурного моделирования может понадобиться катушка с индуктивностью в несколько сотен генри. Это очень громоздкое и дорогое сооружение. В этом случае может помочь гиратор (Рис. 2.19).

Гиратором называют четырехполюсник, полное входное сопротивле­ние которого (Z_BX) является обратным по отношению к полному со­противлению нагрузки (Z_H), т. е. имеет место соотношение Z_BXZ_H = к², где к некоторая постоянная. В частности, гиратор может преобразо­вать индуктивное сопротивление в емкостное, и наоборот

Так, например, используя высококачественный конденсатор умеренной ем­кости и операционные усилители, можно собрать схему, которая по отношению к остальной части цепи будет проявлять себя как катушка большой индуктив­ности (так называемая электронная индуктивность).

Эквивалентная схема четырехполюсника приведена на Рис. 2.19а. Уравне­ния идеального гиратора в системе Y-параметров имеют вид:

Отсюда следует, что входной ток гиратора пропорционален его выходному напряжению, и наоборот.

Гиратор можно реализовать на двух инверторах сопротивления (Рис. 2.19б). Считая ОУ идеальными, запишем уравнения по первому закону Кирхгофа для их входов

что соответствует уравнениям гиратора (2.12) и (2.13).

Рассмотрим несколько примеров практического применения гираторов.

1. Подключим к правым выводам гиратора резистор с сопротивлением R₂. Тогда I2 = V2/R2. Подставим это соотношение в уравнения (2.14). В результате получим

Таким образом, действительно входное сопротивление гиратора обратно пропорционально сопротивлению его нагрузки. При этом в данном случае к² = R² Как уже было сказано, это справедливо и для полных операторных со­противлений:

Отсюда следует, что левое входное сопротивление R1 гиратора равно

Исключив из этих уравнений V₃и V₄ получим

2. На соотношении (2.15) основано очень важное применение гиратора. Подключив к его выходу конденсатор емкостью С₂, получим на его стороне полное сопротивление со стороны входа

которое представляет собой не что иное, как полное операторное сопротивле­ние индуктивности

 

3. Важнейшее применение гираторов — получение физических моделей ин-дуктивностей без потерь. При С2 = 1 мкФ и R = 10 кОм эквивалентная индук­тивность составит 100 Гн. Подключив параллельно входу гиратора конденсатор С\ с высококачественным диэлектриком, можно получить колебательный кон­тур с высокой добротностью. Если по условиям эксперимента требуется про­пускать по эквиваленту индуктивности большой ток, то можно взять в схеме на Рис. 2.19б в качестве У1 мощный ОУ, а два левых резистора выбрать с малыми равными сопротивлениями.

«Классическая» схема гиратора на Рис. 2.19б требует применения семи ре­зисторов, согласованных с высокой точностью. Ниже на Рис. 2.20 вниманию читателя представлены две остроумные схемы гираторов, не требующие согла­сования параметров элементов.

 

Электрическое равновесие схемы на Рис. 2.20а [2.1] описывается системой уравнений

Разрешив эту систему относительно дроби V/I, найдем входное сопротивление схемы

Если в качестве Z_L включить конденсатор С (как показано на схеме Рис. 2.19а), то операторное входное сопротивление

т. е. гиратор моделирует катушку с индуктивностью L = CR1R2Rs/R4. Частотный диапазон такой индуктивности и максимально допустимый ток через нее, как и

схемы на Рис. 2.19б, ограничиваются быстродействием и мощностью приме­няемых усилителей.

Поменяв местами в схеме на рис. 2.20а конденсатор С и резистор R4, полу­чим схему умножения емкости. Действительно, несложно убедиться, что в этом случае входное сопротивление схемы

Выбрав R1R₃ «R₂R4 можно получить эквивалент емкости, многократно пре­восходящей емкость конденсатора С.

И уж совсем простая схема эквивалента индуктивности на основе неинвер-тирующего повторителя, приведена на Рис. 2.20б. Основные уравнения равно­весия этой схемы в операторной форме

Разрешив эту систему относительно входного импеданса, получим опера­торный входной импеданс

Для того чтобы схема на Рис. 2.19 могла моделировать индуктивность в ши­рокой полосе частот, необходимо выполнить условие R₂ «R1. В таком случае от постоянного тока до достаточно высоких частот выполняется условие wСR2 << 1, откуда приближенно получаем

Соответствующее комплексное сопротивление

Это означает, что схема на Рис. 2.20б моделирует катушку с индуктивностью L = CR₂R1 и сопротивлением постоянному току, равным R₂.

 

 

LC -Генераторы

Эти генераторы имеют сравнительно высокую стабильность частоты колебаний, устойчиво работают при значительных изменениях параметров транзисторов, обес­печивают получение колебаний, имеющих малый коэффициент гармоник. К недостаткам их относятся трудности изготовления высокостабильных температурно-независимых индуктивностей, а также высокая стоимость и громоздкость последних. Особен­но это проявляется при создании автогенераторов диапазона инфранизких частот, в которых даже при применении фер­ромагнитных сердечников габаритные размеры, масса и сто­имость получаются большими.

В генераторе LC- типа формы выходного напряжения весьма близка к гармонической. Это обусловлено хорошими фильтру­ющими свойствами колебательного LC-контура. Они, как правило, работают с «отсечкой» тока активных приборов усилителя. Соответственно форма выходного тока усилителя резко отличается от синусоидальной. При этом в начальный момент возникновения автоколебаний |g|»1, что обеспечи­вает устойчивую работу автогенератора даже при значительных изменениях параметров его элементов. Для самовозбуждения генератора LC-типа также необходимо наличие положительной обратной связи.

Сущность самовозбуждения заключается в следующем. При включении источника питания конденсатор колебатель­ного контура, включенного чаще всего в коллекторную цепь транзистора, заряжается. В контуре возникают за­тухающие автоколебания, причем часть тока (напряжения) этих колебаний подается на управляющие электроды активного прибора, образуя положительную обратную связь. Это приводит к пополнению энергии LC-контура. Автоколебания превращаются в незатухающие. Частота автоколебаний в первом приближении определяется резонансной частотой LC- контура:

Многочисленные схемы автогенераторов LC-типа различа­ются в основном схемами введения сигнала обратной связи и способами подключения к усилителю колебательного контура.

На рис. 4.3, а показано введение положительной ОС с помощью трансформаторной обратной связи (обмотка 2). Напряжение ОС зависит от соотношения числа витков обмоток 1 и 2. На рис. 4.3, б использована автотрансформаторная обратная связь. Источник питания Е подключен к части витков катушки индуктивности L, что уменьшает его шун­тирующее действие и повышает добротность колебательного контура LC_V. Сопротивление разделительного конденсатора С₂ на частоте колебаний близко к нулю. На рис. 4.3, в показан генератор, собранный по схеме емкостной трехточки. В нем напряжение обратной связи снимается с конденсатора С₂.Энергия, поддерживающая автоколебания, вводится в форме импульсов тока /_э. Для уменьшения шунтирующего действия транзистора он подключен к контуру через емкостный делитель напряжения.

Рис. 4.3. LC- автогенераторы:

а – с трансформаторной ОС; б – с автотрансформаторной ОС; в – с емкостной трехточкой.

Для количественной оценки устойчивости автоколебаний часто вводят коэффициент регенарации. Это безразмер­ный коэффициент, характеризующий режим работы автогене­ратора и показывающий, во сколько раз можно уменьшить добротность Q колебательной системы по сравнению с ее исходным значением, чтобы автогенератор оказался на границе срыва колебаний:

где X_L — реактивное сопротивление индуктивности контура; R —экви­валентное активное сопротивление контура, включающее и сопротив­ление активного элемента, шунти­рующего его. В низкочастотных автогенераторах коэффициент реге­нерации обычно не менее 1,5—3.

Следует отметить, что в тран­зисторных генераторах источник возбуждающих колебаний имеет, как правило, малое внутреннее со­противление. Следовательно, в цепи базы протекает ток несинусоидаль­ной формы, а напряжение база — эмиттер остается синусоидальным.

Рис. 4.4. Форма коллекторного тока и генерируемого автогенератором сигнала

Хорошие энергетические показатели у генератора могут быть получены только при работе с «отсечкой тока» (ток через транзистор имеет форму импульсов; рис. 4.4, а). При этом считается, что наилучшие энергетические характеристики имеют место при угле отсечки 50^о-70°. В то же время для возникновения автоколебаний необходимо, чтобы угол отсечки составлял 90°. В противном случае до возникновения автоколебаний на базе транзистора будет только запирающее напряжение и без воздействия дополнитель­ного внешнего отпирающего напряжения («жесткий» режим возбуждения) автоколебания не возникнут.

При «мягком» режиме возбуждения на базу должно быть подано отпирающее напряжение порядка 0,3—0,5 В. При возникновении автоколебаний смещение должно автоматиче­ски изменяться в зависимости от амплитуды колебаний до получения нужного угла отсечки. Здесь нетрудно увидеть взаимосвязь с рассмотренным выше положением о необ­ходимости введения цепи, изменяющей смещение до получения |g| = 1.

При достаточно глубокой ОС и неправильно подобранных емкостях конденсаторов С_э, С_б (рис. 4.3, а) может возникнуть прерывистая генерация или автомодуляция. В этом случае амплитуда колебаний имеет переменное значение или умень­шается до нуля на определенные промежутки времени (рис. 4.3, б). Прерывистая генерация обусловлена тем, что при определенных условиях напряжение автоматического смещения вследствие зарядки конденсаторов С_б, С_э и С_э может при­близиться к амплитуде напряжения ОС. Транзистор перестанет открываться и пополнять энергию колебательного контура. В итоге автоколебания быстро затухнут до нуля и возникнут снова только после разрядки конденсаторов С₆ и С_э. Затем процесс нарастания амплитуды, зарядки конденсаторов и срыва автоколебаний повторится.

Квадратурные генераторы.

В тех случаях, когда необходимо получить два вида колебаний, сдвинутых на 90° друг относительно друга (синусоидальные и косинусоидальные колебания), можно использовать схему, изображен­ную на рис. 4.21. Усилитель ОУ1 включен по схеме активного фильтра низ­ких частот с двумя полюсами. Усилитель ОУ2 работает в режиме интеграто­ра. Поскольку фазовый сдвиг на отставание, вносимый обоими каскадами, составляет 270^о, схема может возбудиться при достаточно большом коэффициенте усиления и при сдвиге фаз меньше 180^о. Существующий в схеме запас коэффициента усиления обеспечивает устойчивое возбуждение генератора. Стабилизация размаха амплитуды выходного сигнала осуществляется включением в схему генератора ограничивающих стабилитронов Д1 и Д2. Наличие диодов приводит к возникновению нелинейных искажений синусо­идального сигнала, однако влияние последних уменьшается при использовании фильтров, пропускающих низкие частоты. Если диоды Д1 и Д2 имеют одинаковые пороговые напряжения, то в результате симметричного ограничения сигнала практически исключаются искажения в виде четных гармоник. Поэтому основной помехой будет третья гармоника, причем ее уровень составляет — 40 дБ от уровня полезной первой гармоники на выходе усилителя OУ 1 и — 50 дБ на выводе ОУ2. Это означает, что гармонические искажения синусоидального и косинусоидального сигналов не превышают 1 и 0,3% соответственно.

Рис. 4.21. Квадратурный генератор на двух ОУ

Частота генерации и порог возбуждения схемы определяются выбором номиналов прецизионных элементов R1 — R3 и С1— СЗ, которые должны иметь малые разбросы и температурные коэффициенты. Номинал резистора R3 можно выбрать меньшим, чем указано на рис. 4.21; при этом допускается использовать другие элементы с большим разбросом без существенного ухуд­шения условий возбуждения. Номинал резистора R4 не критичен, но следует учитывать, что он должен быть значительно меньше номинала резистора R2, чтобы падение напряжения на резисторе R4 было незначительным, когдаог­раничивающие диоды открыты. С указанными номиналами элементов схема генерирует колебания частотой 1 Гц Заменив элементы, задающие частоту выходных сигналов,можно расширить рабочий диапазон частот схемы до 1 кГц.

 

Рис. 4.22. Квадратурный генератор с регулируемой частотой колебаний

Более совершенная схема квадратурного оператора с использованием перемножителей напряжения для управления цепью ОС показана на рис. 4.22. В этой схеме имеется возможность регулировки частоты синусоидальных и косинусоидальных сигналов с помощью управляющего напряжения Uупр. При изменении управляющего напряжения меняется частота колебаний в соответствии с выражением f = Uупр/20RC) Следует отметить, что в приведенной схеме генератора наблюдается некоторая зависимость ампли­туды выходных сигналов от частоты Поэтому для ликвидации этой зависи­мости необходимо дополнить схему одной из рассмотренных выше цепей АРУ.Схему такого генератора с регулируемой частотой удобно использовать в качестве частотного или амплитудно-частотного модулятора. Диапазон из­менения рабочих частот генератора определяется перемножителями и равен 100..

⇐ Предыдущая12345

Поделиться:

Воспользуйтесь поиском по сайту: