Элемент управляемых выпрямителей – тиристор

 

В источниках питания тиристор используется для регулирования (стабилизации) напряжения в управляемых выпрямителях и стабилизаторах напряжения в цепи переменного тока. Изменение фазы подачи управляющего импульса на тиристор по отношению к точке “естественной” коммутации (коммутация в неуправляемых выпрямителях) изменяет уровень напряжения на нагрузке. Кроме того, тиристор нашел широкое применение в защитных устройствах.

Рисунок 1 – Тиристор

 

Тиристор имеет четырехслойную структуру с тремя p–n переходами. Его быстрое включение при подаче импульса управления (по отношению к катоду или аноду) обеспечивается внутренней, положительной обратной связью по току. При поступлении U_УПР на базу VT2 увеличивается коллекторный ток I_К2, что приводит к возрастанию тока базы транзистора VT1 и увеличению его коллекторного тока I_К1, происходит лавинное открывание тиристора.

На вольт- амперной характеристике тиристора (ВАХ) участок ОА соответствует открытым переходам П1 и П3 и закрытому переходу П2, к тиристору прикладывается прямое положительное напряжение U_ПР и отсутствует импульс управления на управляющем электроде (УЭ), что соответствует закрытому состоянию полупроводника. Участок БВ соответствует ВАХ полупроводникового диода, когда все p – n переходы открыты. Напряжение U_{пр max} соответствует динисторному режиму, когда открывание тиристора происходит при достижение граничного значения прямого напряжения (U_{пр max}) и токе управления равным нулю. Это позволяет управлять включением тиристора без использования системы управления. Участок ОГ ВАХ соответствует открытому переходу П2 и закрытым переходам П1 и П3. Для обеспечения гарантированного включения тиристора необходимо подобрать по мощности и длительности сигнал управления тиристором. Если значение прямого напряжения U_ПР мало, то необходимо увеличить управляющий ток I_У (смотри ВАХ тиристора).

Условием включения тиристора является подача положительного импульса управления на УЭ с определенной длительностью (с учетом времени включения тиристора) при положительном прямом напряжении между анодом (А) и катодом (К). Условием выключения тиристора является снижение прямого тока ниже уровня тока удержания (I_УД) - точка Б, который весьма мал. При выключении тиристора необходимо выдержать время, необходимое для гарантированного его выключения (время выключения тиристора достаточно большое и составляет несколько десятков мкс). Для выключения тиристора также достаточно приложить обратное напряжение или снизить ток в цепи анода до нуля.

На рисунке изображена ВАХ управляющего перехода тиристора:

Рисунок 2 – Управляющий переход тиристора

 

Заштрихованная область ВАХ соответствует пределам допустимой мощности сигнала управления для обеспечения гарантированного отпирания тиристора. Нижние границы учитывают температуру полупроводникового элемента. В зависимости от длительности управляющего сигнала изменяется верхняя граница допустимой мощности сигнала (P_ДОП). Вторая ВАХ определяет границы максимальной температуры и минимального сопротивления управляющего p-n перехода, первая ВАХ определяет границы минимальной температуры и максимального сопротивления управляющего p- n перехода.

Существуют требования к динамическим параметрам тиристора: скорости изменения прямого тока тиристора di_пр/dt и скорости изменения прямого напряжения тиристора dU_пр/dt. Для ограничения скорости изменения тока последовательно с тиристором включают уравнительный реактор. Достаточно одного витка в дросселе, чтобы ограничить скорость нарастания тока, поэтому на проводник надевается ферритовое кольцо.

При увеличении скорости изменения прямого напряжения Uпр, может возникнуть самопроизвольное включение элемента.

Рисунок 3 – RVDC-цепь

 

Для ограничения скорости нарастания прямого напряжения параллельно тиристору включается RVDC-цепь. Конденсатор ограничивает уровень всплесков напряжения, что исключает возникновение аварийного режима (перенапряжения), а диод обеспечивает быстрый разряд конденсатора при открывании тиристора.

Рисунок 4 – Схема, формирующая управляющий сигнал для тиристора

 

На рисунке показана схема, формирующая управляющий сигнал для тиристора.

Трансформатор T обеспечивает гальваническую развязку силовой цепи и системы управления и повышает уровень напряжения управляющего сигнала, транзистор увеличивает мощность сигнала. При подаче управляющего импульса с системы управления на транзисторный ключ VT1 протекает ток по контуру: “+” U₁; первичная цепь трансформатора Т; коллектор- эмиттер VT1; “-“ U₁. В цепи намагничивания трансформатора T накапливается реактивная энергия, которая вызывает появления отрицательного выброса напряжения в форме импульса управления. Индуктивность рассеяния и емкостью коллекторного перехода VT1 приводят к появлению всплесков напряжения на “переднем фронте” импульса управления (переходный процесс). Во избежание “ложного” включения тиристора во вторичной цепи трансформатора установлены: выпрямительный диод VD1 и защитный диод VD2.

 

Симметричный управляемый выпрямитель (однофазный, двухтактный)

Рисунок 5 – Симметричный управляемый выпрямитель

На рисунке показана принципиальная схема симметричного управляемого выпрямителя и временные диаграммы токов и напряжений.

На интервале времени [0; p] к тиристорам VS1 и VS4 приложено прямое положительное напряжение. В момент времени a1 на управляющий электрод этих тиристоров подается импульс управления. Тиристоры открываются и напряжение U2 передается в нагрузку. При работе на активную нагрузку в момент p (из-за снижения анодного тока ниже тока удержания) происходит запирание тиристоров VS1 и VS4. На интервале [p; p+a2] в нагрузке напряжение равно нулю, т.к. происходит задержка подачи управлющего импульса на угол a2.

При работе на индуктивную нагрузку (ключ S разомкнут) на интервале [p; p+a2] отрицательное напряжение U2 передается в нагрузку. Ток в цепи выпрямителя (I_L) имеет положительное значение и тиристоры VS1, VS4 остаются в открытом состоянии; тиристоры VS2, VS3 не открылись, т.к. на них не поступили управляющие импульсы. На этом интервале происходит рекуперация реактивной энергии дросселя в источник U₁. Этот режим называется инверторным режимом работы выпрямителя. Появление отрицательного “выброса” напряжения в составе выпрямленного напряжения снижает его уровень. Для исключения этого явления используют обратный диод, включенный параллельно нагрузке или переходят к несимметричной схеме выпрямления.

Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя

Регулировочная харктеристика управляемого выпрямителя - это зависимость средневыпрямленного значения напряжения U_0a от угла регулирования a. При возрастании входного напряжения U₁ или уменьшении тока нагрузки увеличивают угол регулирования a для поддержания постоянства напряжения в нагрузке U_0a в заданных пределах.

Диапазон регулирования в управляемых выпрямителях определяется следующими параметрами:

- нестабильностью входного напряжения U₁;

- диапазоном тока нагрузки (I_0min; I_0max);

- характером нагрузки (активная, активно- индуктивная нагрузка);

- допустимым минимальным значением угла регулирования, который зависит от дрейфа фазного напряжения, инерционности системы управления, динамических параметров тиристоров;

- температурной зависимостью параметров полупроводников.

 

Найдем выражение для средневыпрямленного напряжения при активной нагрузке в зависимости от угла включения тиристора α:

 

При активно- индуктивной нагрузке:

Рисунок 6 – График зависимости напряжения

 

При индуктивной нагрузке в симметричной схеме выпрямителя диапазон изменения угла регулирования уменьшается в два раза. Графическая зависимость 2 (см. рисунок ниже) соответствует “прерывистому” режиму тока дросселя (из-за малой величины тока нагрузки или малой индуктивности фильтра). Величина энергии, накапливаемой в дросселе равна W_ЭЛ = (L×I _L ²)/2. Ток в цепи выпрямителя спадает до нуля раньше, чем приходит управляющий импульс на тиристоры, что уменьшает интервал воздействия отрицательного напряжения на нагрузку. Следовательно, увеличится уровень средневыпрямленного значения напряжения.

 

Графическая зависимость 1 соответствует непрерывному режиму тока дросселя. Величина индуктивности дросселя должна быть достаточно большой, чтобы во всем диапазоне изменения тока нагрузки обеспечивался непрерывный режим его протекания.

Рисунок 7 – Непрерывный режим тока дросселя

 

При проектировании управляемого выпрямителя рассчитывается диапазон изменения угла регулирования [amax; amin].

Максимальный угол регулирования (a_max) определяется для регулировочной характеристики при максимальном отклонении входного напряжения при заданном уровне выходного напряжения. Необходимо учитывать потери напряжения на токораспределительной сети и на внутреннем сопротивлении выпрямителя. Минимальный угол регулирования (a_min) должен учитывать “дрейф” фазы в силовой цепи и системе управления. Он определяется при минимальном уровне входного напряжения.

 

Симметричный выпрямитель с обратным вентилем

Рисунок 8 – Симметричный выпрямитель с обратным диодом

 

На рисунке изображена принципиальная схема симметричного выпрямителя с обратным диодом. При положительном уровне напряжения U₂ и подачи управляющего импульса на тиристоры VS1 и VS4 с фазовой задержкой на угол a, происходит открывание тиристорных ключей и напряжение U₂ передается в нагрузку. В дросселе сглаживающего фильтра накапливается реактивная энергия. На интервале [p; p+a] происходит передача реактивной энергии через обратный диод VD в нагрузку. Тиристорные ключи VS1 и VS4 закрываются и отрицательная полуволна напряжения U₂ не передается в нагрузку.

К достоинствам данной схемы относятся: широкий диапазон регулирования выходного напряжения (a_max =180°); высокий уровень выходного напряжения. Недостатки схемы: большее количество элементов силовой цепи по сравнению с симметричной схемой без обратного диода и несимметричной схемой. Последнее увеличивает габариты устройства и снижает его надежность.

 

Несимметричный выпрямитель

В промышленности широко распространена несимметричная схема выпрямления. Она имеет ряд достоинств: простота управления; широкий диапазон регулирования выходного напряжения; высокий уровень выходного напряжения; высокая надежность и малые габариты.

Рисунок 9 – Несимметричная схема выпрямления

 

На интервале [a; p] ток дросселя протекает по контуру: “+” U₂; диод VD1; сопротивление нагрузки (L_Н; R_Н); тиристор VS2; “-“ U_2. Происходит накопление реактивной энергии в дросселе фильтра. На интервале [p; p+a] происходит передача реактивной энергии дросселя в нагрузку по контуру, изображенному красным цветом (через открытые VS2 и VD2). Этот контур возникает потому, что произошла смена полярности напряжения U₂ и к диоду VD2 прикладывается прямое напряжение, он открывается. Тиристор VS2 еще не закрылся, т.к. анодный ток не снизился ниже тока удержания (из-за влияния дросселя), а тиристор VS1 не включился, так как не пришел управляющий импульс.

 

Управляемые выпрямители на тиристорах

При эксплуатации выпрямителей бывает необходимо плавно изменять(регулировать) значение выпрямленного напряжения. Это можно осуществлять как на стороне постоянного, так и на стороне переменного тока [59].

В настоящее время для регулирования выпрямленного напряжения применяют тиристоры. Тиристор представляет собой полупроводниковый прибор четырехслойной структуры, образующий три р-n перехода. Он имеет три вывода: анод А, катод K и управляющий электрод У. Принцип его действия упрощенно можно пояснить так. При подаче на тиристор прямого напряжения — плюс на анод, минус на катод — тиристор закрыт, и ток через него не протекает. Перевод тиристора из закрытого состояния в открытое осуществляется подачей на управляющий электрод У положительного потенциала, под действием которого тиристор открывается и через него протекает прямой ток. Открытие тиристора происходит очень быстро (15—20 мкс), что обусловливает появление во внешней цепи большого тока. Для его ограничения последовательно с тиристором обычно включается катушка индуктивности. Запирающие свойства тиристора восстанавливаются лишь после уменьшения прямого тока до нуля на время, достаточное для рассасывания носителей зарядов в области среднего р-n перехода. Поэтому тиристор является вентилем, в котором управляется только момент его включения. Управление тиристором может быть амплитудным, фазовым и импульсно-фазовым.

Однополупериодный однофазный управляемый выпрямитель (рис. 13.9). В этой схеме силовой трансформатор имеет две вторичные обмотки: основную которая служит для питания схемы выпрямителя, и управляющую , с которой снимается напряжение управления , подаваемое на управляющий электрод тиристора. Для установления требуемого момента отпирания тиристора, т. е. угла открытия , в схеме имеется фазорегулятор RL, где L — дроссель насыщения. Изменяя индуктивность дросселя подмагничивающим током, регулируется угол открытия , т. е. угол сдвига по фазе между анодным и управляющим напряжением.

Рисунок 13.9 - Схема однофазного однополупериодного выпрямителя на тиристорах

 

В тот момент, когда управляющее напряжение оказывается положительным, тиристор отпирается. Запирание тиристора происходит в момент появления отрицательного потенциа­ла на аноде тиристора. Резистор R₂ ограничивает значение тока управления.

Схема однофазного двухполупериодного выпрямителя на ти­ристорах приведена на рис. 13.10, а.

Вторичная обмотка трансформатора имеет вывод от сред­ней точки. Аноды тиристоров подключены к крайним выводам вторичной обмотки, а катоды соединены вместе и служат поло­жительным полюсом выпрямленного напряжения. Нагрузка R_к подключена к катодам тиристоров и средней точке вторичной обмотки трансформатора. На управляющие электроды подают­ся управляющие импульсы напряжения u_у1 и и_у2, формируемые системой управления синхронно с напряжением сети. Система управления позволяет осуществлять изменение фазы управля­ющих импульсов относительно фазных напряжений и₂ и и'₂ вто­ричной обмотки трансформатора.

Тиристоры работают поочередно. Открывается тот тиристор, на аноде которого действует положительное напряжение и на управляющий электрод подан отпирающий импульс напряжения (момент t₁ на рис. 13.10, б). Так, во время первого полупериода (t₀ — t₂) положительное напряжение сети на аноде первого тиристора VS₁, во время второго полупериода — на аноде второго тиристора VS₂. Отпирающие импульсы напряжения u_у1 и и_у2 подаются от системы управления с некоторой задержкой на угол α_τ относительно начал положительных напряжений u'₂ и u"₂.

Рисунок 13.10 - Однофазный однополупериодный выпрямитель на тиристорах: а – схема электрическая; б – эпюры напряжения и токов

 

В момент t₁, открывается тиристор VS₁, напряжение U₀ на нагрузке R_н скачком возрастает, а затем изменяется по кривой фазного напряжения u'₂. В момент t₂ напряжение u'₂ спадает до нуля, и тиристор VS₁, закрывается. В момент t₃ открывается тиристор VS₂ и остается открытым до момента t₄, когда напряжение на его аноде уменьшится до нуля. В интервале времени t₂ — t₃ оба тиристора закрыты и напряжение на нагрузке равно нулю. И так процесс повторяется. Системой управления можно изменять угол управления, время начата работы каждого тиристора, а следовательно, и среднее выпрямленное напряжение U₀ и ток I₀. При работе на активную нагрузку кривая выпрямленного тока повторяет форму кривой выпрямленного напряжения U₀.

В выпрямителях на тиристорах можно плавно регулировать выпрямленное напряжение в широких пределах.

Однофазная мостовая схема выпрямителя на тиристорах приведена на рис. 13.11. Здесь управляющее напряжение подается на тиристор VS₁, от средней точки 1 вторичной обмотки трансформатора TV_y. На второй тиристор VS₂ управляющее напряжение подается с фазосдвигающей цепочки R₃С (точки 2). Изменение угла открытия α_τ осуществляется переменным резистором R₃. Диоды VD₃ и VD₄ замыкают цепи управления тиристоров.

Процессы в схеме происходят следующим образом. В положительный полупериод управляющего напряжения u_y ток управления проходит по цепи: точка 1, резистор R₁ тиристор VS₁ диод VD₄, резистор R₃, точка 3. Тиристор VS₁ открывается, и выпрямленный ток протекает от вторичной обмотки силового трансформатора TV через VS₁, нагрузку R_н, диод VD₁.

Рисунок 13.11 - Мостовая однофазная схема выпрямителя на тиристорах

Рисунок. 13.12 - Трехфазная мостовая схема выпрямителя на тиристорах

В отрицательный полупериод управляющего напряжения ток управления проходит по цепи: точка 3, резистор R₃, резистор R₂, тиристор VS₂, диод VD₃, точка 1. Открывается тиристор VS₂, и выпрямленный ток протекает от вторичной обмотки силового трансформатора TV через VS₂, нагрузку R_н, диод VD₂. Обмотки трансформаторов TV и TV₃ обычно совмещаются на одном сердечнике.

Угол открытия α_τ изменяется в пределах от 20 до 160°. Такой разброс в пределах регулирования является следствием того, что три синусоидальном напряжении тиристоры имеют большой разброс по времени открывания. Уменьшение разброса регулирования можно осуществить, подавая на управляющий электрод импульсы с крутым передним фронтом. Для этого применяют транзисторные генераторы импульсов.

 

Структурная схема системы управления

Существует две структуры построения системы управления (СУ) в управляемых выпрямителях:

- одноканальная, гдеформирование сигналов управления происходит в общем канале, а на выходе канала выполняется распределение импульсов управления по тиристорам. Такая структура используется при большой асимметрии в трехфазных системах. Достоинством одноканальной структуры является: простота системы управления, недостатком - низкое быстродействие и плохое качество стабилизации выходного напряжения выпрямителя.

- многоканальная,в которой все каналы построены по одной структуре. Достоинством многоканальной схемы является: высокое быстродействие и качество стабилизации напряжения в нагрузке, широкий диапазон регулирования. Не допускается использование данной структуры при асимметрии фазных напряжений в трехфазной системе. Эта схема более дорогостоящая по сравнению с предыдущей.

Рисунок 10 – Схема системы управления

 

Требования к системе управления:

1) Необходима синхронизация управляющих сигналов с напряжением питающей сети, что легко реализуется введением дополнительной обмотки силового трансформатора во вторичной цепи для питания СУ (смотрите ниже схему СУ).

2) Обеспечение диапазона регулирования выходного напряжения с учетом всех дестабилизирующих факторов, что обеспечивается подбором параметров пилообразного напряжения (“размаха пилы”) в системе управления при использовании метода широтно-импульсной модуляции для стабилизации выходного напряжения.

3) Мощность импульсов управления должна соответствовать паспортным данным тиристоров для обеспечения гарантированного включения элементов.

4) Должна обеспечивать гальваническую развязку силовой цепи и СУ. С этой целью используется синхронизирующий входной трансформатор и выходной импульсный трансформатор.

5) Должна исключать вероятность возникновения режима сквозных токов, обусловленного инерционностью элементов силовой цепи и системы управления. Для этого подбирается определенная длительность импульсов запуска.

6) Должна блокировать подачу управляющих сигналов на тиристор во избежание возникновения аномальных режимов работы силовой цепи.

7) Должна блокировать подачу управляющих сигналов на тиристор во избежание возникновения аномальных режимов работы силовой цепи.

8) Должна исключать помехи со стороны входных цепей во избежания ложных включений тиристоров. Это обеспечивается введением помехоподавляющих фильтров на входе каналов.

На рисунке изображены графические зависимости для напряжений СУ.

Рисунок 11 – Графические зависимости напряжений

 

За счет выполнения трансформатора со средней точкой, напряжения U₂₁ и U₂₂ сдвинуты по отношению друг другу на 180 градусов. Прямоугольные импульсы напряжения на выходе тактового генератора формируются посредством сравнения фазного напряжения с эталонным напряжением (U_пор), которое значительно ниже по уровню относительно фазного напряжения. Синхроимпульсы формируются в момент прохождения входного напряжения через ноль. Длительность синхроимпульса выбирается с учетом времени выключения тиристора и минимального угла регулирования выходного напряжения. За интервал прохождения синхроимпульса конденсатор, установленный в цепи генератора пилообразного напряжения должен успеть разрядиться до минимального уровня (U_по). По заднему фронту синхроимпульса начинается процесс заряда кондесатора в цепи генератора пилообразного напряжения. Постоянная цепи заряда кондесатора должно быть больше периода коммутации тиристорных ключей для обеспечения линейности и высокого качества стабилизации напряжения на выходе выпрямителя.

При увеличении входного напряжения U₁ в первоначальный момент времени из-за инерционности системы управления происходит увеличение напряжения на выходе выпрямителя и напряжения обратной связи (снимаемого с нижнего плеча делителя напряжения R_Д2). При сравнении напряжения обратной связи с пилообразным напряжением в компараторе напряжения уменьшается площадь, отсекаемая напряжением U_ос, что приводит к уменьшению длительности широтно-модулированного сигнала. На выходе дифференцирующего звена фиксируется начало и конец ШИМ – сигнала и происходит смещение положительного импульса напряжения на угол a (больший, чем в предыдущем периоде). Усилитель мощности формирует положительный импульс напряжения определенной мощности, необходимой для гарантированного включения тиристора. Трансформаторы Т, Т1 и Т2 обеспечивают гальваническую развязку по входу и выходу. Сигналы управления на выходе системы управления U_VS1 и U_VS2 приходят с большим фазовым сдвигом по отношению к точке естественной коммутации (a=0), что приводит к уменьшению уровня выпрямленного напряжения, то есть оно восстанавливается.

Лекция 5. Пассивные и активные сглаживающие фильтры.

 

Критерии качества сглаживающих свойств фильтров

В телефонии чаще всего качество питающего напряжения оценивают совокупным действием гармоник пульсации в полосе частот слухового восприятия. Для этой цели введено понятие псофометрического напряжения, т.е. напряжения, учитывающего чувствительность микрофона телефона и уха человека:

 

Сравнение требований аппаратуры и возможностей выпрямителей показывает, что без применения специальных устройств подавления пульсаций ни одна из схем выпрямителей не обеспечивает необходимого качества питающих напряжений. Для уменьшения переменной составляющей в кривой выпрямленного напряжения, т.е. для ослабления пульсации, между выпрямителем и нагрузкой устанавливается специальное устройство, называемое сглаживающим фильтром. Он относится к классу низкочастотных фильтров. Критерием качества сглаживающих свойств фильтров является коэффициент сглаживания q:

 

 

Рисунок 12 – Сглаживающий фильтр

 

Как правило, низшая гармоника пульсаций выпрямленного напряжения имеет наибольшую амплитуду, а сглаживающее действие фильтра на этой частоте наименьшее, поэтому качество фильтра оценивается по первой гармонике.

Также работа фильтра оценивается коэффициентом полезного действия:

Рисунок 13 – Г-образная схема замещения

 

Для удовлетворения фильтрующих свойств необходимо выполнение условий: U_m2<<U_m1, U₀₂ @ U₀₁. Представим сглаживающий фильтр в виде Г-образной схемы замещения.

Выразим коэффициент сглаживания через параметры схемы замещения:

К параметрам схемы замещения предъявляются следующие требования:

Для получения высокого значения коэффициента сглаживания Z₁ и Z₂ должны быть представлены реактивными элементами. В качестве Z₁ выбирается дроссель. Так как дроссель установлен в цепи постоянного тока, то для исключения намагничивания сердечника ему предъявляется ряд требований: следует выбирать материалы, обладающие как можно меньшей остаточной индукцией, как можно большей индукцией насыщения и минимальной напряженностью магнитного поля, при которой достигается насыщения ферромагнетика. На высокой частоте используют альсифер, т.к. этот материал имеет достаточный запас по намагничиванию сердечника.

 

Рисунок 14 – График сравнения с сердечником

 

К сожалению, характеристики реальных материалов таковы, что даже у самых лучших представителей класса ферромагнетиков остаточная индукция примерно равна половине индукции насыщения. Поэтому необходимо пользоваться другими методами снижения остаточной индукции. Воздушный зазор, созданный в сердечнике, имеет мощный размагничивающий эффект, приводящий к сдвигу петли гистерезиса и заметному понижению проницаемости высокопроницаемых материалов. Величина эффекта воздушного зазора зависит от длины средней магнитной линии и характеристик сердечника. Введение воздушного зазора увеличивает эффективную длину средней линии, уменьшает остаточную индукцию Br и таким образом увеличивает полезный размах индукции. Эквивалентная проницаемость сердечника становится приблизительно равной отношению длин средней линии и зазора (проницаемость сердечника должна быть высокой). Однако размеры оптимальных зазоров составляют сотые доли миллиметра, что вызывает значительные трудности при их изготовлении, а температурная стабильность невысока. Нагреваясь, сердечник расширяется, и зазор начинает «плыть». В реальных индуктивных элементах зазор снижает проницаемость сердечника. Принято считать, что во сколько раз снизилась проницаемость из-за введения зазора, во столько же раз упала и величина остаточной индукции.

На рисунке показаны эскизы магнитопроводов дросселей фильтров(пунктиром показан путь магнитного потока):

 

Рисунок 15 – Эскизы магнитопроводов дросселей фильтров

 

Разработаны и более эффективные методы снижения остаточной индукции без потери магнитопроводом проницаемости, например, введение дополнительной размагничивающей обмотки, называемой рекуперационной. Но этот метод широко не используется.

В качестве Z₂ используют электролитический конденсатор, так как он удовлетворяет требованию:

Рисунок 16 – Электролитический конденсатор

 

Электролитическому конденсатору присущи следующие особенности:

· униполярность (при неверном подключении – взрывоопасен);

· необходима постоянная тренировка напряжением, т.к. он имеет свойство высыхать, при этом все параметры изменяются;

· чувствительность к пульсациям тока, напряжения и превышению максимально допустимого уровня напряжения.

Таким образом, расчет и выбор параметров сглаживающего фильтра источника электропитания проводится не только из условия получения необходимого коэффициента сглаживания пульсаций, но и с учетом ряда дополнительных требований (допустимого перенапряжения или сверхтока при переходных процессах, допустимых частотных искажений, вносимым в питаемое устройство, высокая надежность работы, малые габариты, масса и стоимость).

 

Пассивные сглаживающие фильтры

Активно-индуктивный (R-L) сглаживающий фильтр

Он представляет собой катушку с ферромагнитным сердечником (дроссель), включаемую последовательно с нагрузкой.

Рисунок 17 – Активно-индуктивный (R-L) сглаживающий фильтр

 

Установим связь коэффициента сглаживания фильтра с параметрами его элементов.

Для получения достаточно хорошего сглаживания надо, чтобы q >>1. Как видно из формулы для этого следует увеличивать индуктивность дросселя, уменьшать сопротивление нагрузки и увеличивать число фаз выпрямления – р (пульсность).

Активно-индуктивный фильтр является габаритным устройством, поэтому для уменьшения его размеров стараются повысить пульсность в звене выпрямителя. Данный фильтр используется при постоянном токе нагрузки в цепях с повышенным током. При возрастании тока нагрузки (I_н) происходит увеличение энергии, накапливаемой в дросселе, при этом увеличивается ЭДС самоиндукции, что препятствует прохождению в нагрузку переменной составляющей тока. При этом улучшаются сглаживающие свойства фильтра.

Рисунок 18 – График q

 

Рисунок 19 – Схема активно-индуктивного (R-L) сглаживающего фильтра

 

При работе на импульсную нагрузку а, именно при “сбросе” тока нагрузки Iн или отключении источника питания возникает перенапряжение, который может привести к выходу из строя элементов схемы. Поэтому при проектировании сглаживающих фильтров необходимо учитывать такие перенапряжения.

По законам Ома и Кирхгофа:

Таким образом, достоинствами схемы являются простота, небольшие потери мощности и незначительная зависимость выходного напряжения от изменения сопротивления нагрузки.

Недостатки фильтра:

1) перенапряжения, возникающие при отключении нагрузки или при резком изменении её величины. Поэтому в мощных выпрямителях рекомендуется параллельно дросселям включать разрядники, срабатывающие, когда напряжение на дросселе превышает определенный уровень;

2) непостоянство сглаживающего действия фильтра при изменении сопротивления нагрузки.

 

Активно- емкостный (R-C) сглаживающий фильтр

Представляет собой конденсатор, включаемый параллельно нагрузке.

Рисунок 20 – Активно-емкостный (R-C) сглаживающий фильтр

Получим выражение для коэффициента сглаживания через параметры схемы замещения:

где Z₂ – параллельное соединение R_Н и C_Ф:

Тогда q равен:

где р – коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя, τ – постоянная фильтра.

При однополупериодном выпрямлении конденсатор С_ф фильтра заряжается импульсом тока через вентиль и разряжается на нагрузку R_н один раз в течение периода сети. В многофазном выпрямителе заряд и разряд конденсатора происходят с частотой пульсаций , где Т_с – период сетевого напряжения.

Активно- емкостный фильтр используются при малых токах нагрузки, так как с ростом тока уменьшается постоянная цепи разряда τ, что увеличивает пульсацию напряжения (из-за глубокого разряда конденсатора). К достоинствам фильтра можно отнести: отсутствие повышения уровня напряжения или его снижение при переходных процессах, простота, небольшие габаритные размеры и стоимость. Недостатком фильтра является: воздействие на выпрямитель (угол отсечки тока меньше 180 градусов), поэтому при использовании такого фильтра с большой величиной емкости необходимо вводить в звено выпрямителя защитные элементы по току.

 

Индуктивно- емкостный (L-C) сглаживающий фильтр

Рисунок 21 – Индуктивно-емкостный (L-C) сглаживающий фильтр

 

При соблюдении условия Х_др > Х_с реакция фильтра будет индуктивного характера. Дроссель и конденсатор, используемые совместно, более эффективно выполняют функции сглаживания, чем при их раздельном включении, если выполняются неравенства:

Х_др >> R_н и Х_с << R_н

Получим выражение для коэффициента сглаживания фильтра через параметры схемы замещения:

Фильтр используется при большой мощности нагрузки. К достоинствам фильтра относится: малые габаритные размеры, малая зависимость коэффициента сглаживания от изменений тока нагрузки (различный характер зависимости q от Iн для реактивных элементов взаимно компенсирует влияние). Недостатки: в таких фильтрах возникают переходные процессы, усложняющие работу, как потребителя, так и источника питания, дроссели фильтров имеют большие габаритные размеры и массу, а их индуктивность, следовательно, коэффициенты сглаживания зависят от тока нагрузки. При включении и отключении сети, а также при резких изменениях нагрузки в фильтре возникают переходные процессы, которые могут привести к перенапряжениям и броскам тока в элементах фильтра и выпрямителя. Возникновение переходных процессов связано с изменением во времени запасов электромагнитной энергии, накапливаемой в таких энергоемких элементах, как катушки индуктивности () и конденсаторы фильтра (). При или разряд индуктивности или
конденсатора фильтра происходит за некоторый интервал времени (), который определяет время переходного процесса. Несмотря на малую продолжительность этих процессов, они могут быть причиной выхода из строя вентилей из-за резкого возрастания обратного напряжения и прямого тока, а также пробоя конденсаторов или изоляции дросселей и силового трансформатора. Переходные процессы могут носить колебательный характер. В этом случае их можно рассматривать как свободные, затухающие при подключении фильтра к источнику постоянного тока.

Собственная частота этих колебаний определяется выражением:

На рисунке представлена графическая зависимость переходного процесса при включении источника питания:

 

Рисунок 22 – Переходный процесс при включении источника питания

 

Переходные процессы в контуре описываются уравнением:

,

где U_{с уст} – напряжение выпрямителя на холостом ходу (при отключенной нагрузке), i = i_н + i_с – ток выпрямителя во время переходного процесса, i_н и i_с – соответственно токи нагрузки и конденсатора, R_b = r_тр + R_i + R_др – внутреннее сопротивление выпрямителя: трансформатора, диодов и дросселя фильтра.

Математический анализ выше приведенного уравнения позволяет определить сдвиг по фазе между максимумами тока i_L и напряжения U_c, который составляет . Максимальное отклонение напряжения на конденсаторе зависит от коэффициента затухания колебательного процесса:

Относительная величина перенапряжения на конденсаторе определяется из графика в зависимости от отношения .

 

Рисунок 23 – График зависимости

 

Перенапряжения, возникающие в фильтре, тем больше, чем больше индуктивность дросселя L и чем меньше емкость С. Для идеального выпрямителя при R_b = 0 и отключенной нагрузке (R_н = ) отношения = 0, = 1, т.е. предельное значение напряжения на конденсаторе равно:

Если максимальное напряжение на конденсаторе превышает допустимое значение, а уменьшить индуктивность дросселя нельзя из-за необходимости обеспечения требуемого коэффициента сглаживания, то для уменьшения перенапряжения последовательно с дросселем нужно включить добавочный, так называемый пусковой резистор с сопротивлением R_пуск. При этом активное сопротивление выпрямителя возрастет на его величину и коэффициент затухания α увеличится, что приводит к уменьшению . Для мощных выпрямителей допустимой считается величина перенапряжений на конденсаторе до 20%.

При резких изменениях сопротивления нагрузки от R_н до R^/_н в фильтре также создаются перенапряжения и броски тока. Максимальное значение перенапряжения на конденсаторе определяется выражением:

где отношение определяется из приведенного выше графика в зависимости от произведения:

При нахождении величины α вместо сопротивления нагрузки R_н в формулу надо подставить значение , где - измененный ток нагрузки. Найдя из графика значение σ, по отношению определим значение:

и затем находим .

На холостом ходу и =0; для идеального выпрямителя R_b = 0, отношение =0, и тогда, преобразуя выражение, получим

где - волновое сопротивление контура.

Волновое сопротивление ρ контура фильтра практически всегда меньше сопротивления нагрузки , поэтому напряжение на конденсаторе при «сбросе» нагрузки () будет . Для уменьшения возникающих перенапряжений последовательно с конденсатором фильтра можно включить резистор небольшого сопротивления (десятки Ом).

Рассмотрим переходный процесс при “сбросе” и “набросе” тока нагрузки (смотрите ниже рисунок). При “сбросе” тока нагрузки возникает перенапряжение, которое может привести к выходу из строя аппаратуры, поэтому при расчете LC-фильтра, необходимо учитывать режим работы на импульсную нагрузку.

 

Рисунок 24 – Переходный процесс при «сбросе» и «набросе» тока нагрузки

Многозвенные сглаживающие фильтры

Для раздельного и поэтапного сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения с учетом различных требований, предъявляемых отдельными потребителями к качеству процесса выпрямления и при необходимости высоких значений коэффициента сглаживания (q > 50), в выпрямительных устройствах используются многозвенные сглаживающие фильтры.

В промышленных выпрямительных устройствах широко используются двухзвенные сглаживающие фильтры благодаря следующим достоинствам: малая зависимость коэффициента сглаживания от тока нагрузки, высокие качественные и удельные показатели. Дальнейшее увеличение числа звеньев приведет к уменьшению области устойчивой работы источника питания (так как источник питания представляет собой замкнутую систему автоматического регулирования, то увеличение числа реактивных элементов в силовой цепи может привести к неустойчивости) и уменьшению к.п.д. устройства.

Получим выражение для коэффициента сглаживания многозвенного фильтра, т.е. докажем, что при каскадном включении коэффициенты сглаживания каскадов перемножаются.

Рисунок 25 – Каскадное включение

 

 

Резонансные сглаживающие фильтры

Резонансные сглаживающие фильтры используются на выходе выпрямительных устройств, в которых переменная составляющая выпрямленного напряжения близка по уровню к первой гармонике. Также они используются для аппаратуры, которая не чувствительна к высшим гармоническим составляющим напряжения. При больших отклонениях частоты питающего напряжения происходит “расстройка” относительно собственной частоты контура, что ухудшает сглаживающие свойства фильтра. Поэтому не допускается использование таких фильтров при больших отклонениях частоты питающего напряжения. Изменение тока нагрузки приводит к изменению индуктивности контура, что также уменьшает значение коэффициента сглаживания. Для исключения этого явления в дроссель вводят зазор или обмотку обратной связи, поддерживающую постоянство индуктивности. Последнее приводит к громоздкости фильтра и уменьшению его к.п.д., поэтому рекомендуется использовать такие фильтры при постоянстве тока нагрузки. Для подавления гармонических составляющих напряжения, кроме первой, используют дополнительные реактивные элементы. По сравнению с другими пассивными сглаживающими фильтрами этот тип фильтров менее громоздкий и имеет больший к.п.д.

Существует две модификации резонансных сглаживающих фильтров:

Рисунок 26 - Фильтр с параллельным колебательным контуром (фильтр “пробка”)

В резонансном сглаживающем фильтре используется колебательный контур, настроенный на частоту пульсаций. Фильтр(контур) настраивается на частоту первой гармоники и создается большее сопротивление Z _к для ее прохождения. Конденсатор Cф сглаживает гармоники высших порядков.

 

Получим выражение для коэффициента сглаживания фильтра:

где ,

R_к - потери в дросселе колебательного контура.

Основное достоинство резонансного фильтра – более высокий коэффициент сглаживания, чем у раннее описанных LC-фильтров. К недостаткам относятся зависимость коэффициента сглаживания от частоты сети, зависимость индуктивности дросселя от тока нагрузки и малое значение коэффициента сглаживания для высших гармоник выпрямленного тока. Для ослабления напряжения высших гармоник последовательно с основным резонансным контуром включается ряд контуров, настроенных на их частоты.

Рисунок 27 - Резонансный фильтр с последовательным колебательным контуром (режекторный фильтр)

 

Получим выражение для коэффициента сглаживания фильтра:

При настройке колебательного контура Z_К на частоту первой гармоники, сопротивление контура становится равным потерям в дросселе R_К и первая гармоника выпрямленного напряжения не проходит в нагрузку.

Эффективность работы резонансных сглаживающих фильтров, характеризуемая величиной коэффициента сглаживания пульсаций, зависит от точности совпадения частоты пульсаций выпрямленного напряжения ω_п с собственной частотой LC-контура – ω_о. обеспечение условия ω_о = ω_п = р ω возможно лишь при высокой стабильности частоты сети . Если в сети, питающей выпрямительное устройство, не может быть обеспечена высокая стабильность частоты, то применение резонансных сглаживающих фильтров нецелесообразно.

 

Из выше сказанного можно сделать несколько выводов. Сглаживающие LC-фильтры чаще всего применяются в выпрямителях большой и средней мощности. При большой мощности выпрямителя величина индуктивности дросселя получается сравнительно малой, поэтому падение напряжения на дросселе от постоянного тока незначительно и КПД фильтра достаточно высок.

К недостатком LC-фильтров относятся:

1) изменение индуктивности дросселя, а значит, и коэффициента сглаживания при изменении тока нагрузки;

2) значительная величина индуктивности дросселя для маломощных выпрямителей. В этом случае габариты и масса дросселя соизмеримы с габаритами и массой силового трансформатора;

3) наличие магнитного поля рассеяния, создаваемого дросселем фильтра, которое может быть источником помех для приемной и измерительной аппаратуры;

4) возникновение переходных процессов в фильтре, которые могут быть причиной искажения тока в нагрузке;

5) недостаточное сглаживание низкочастотных пульсаций, возникающих при медленных изменениях сетевого напряжения.

В маломощных выпрямителях вместо LC-фильтров применяются RC-фильтры, но это связано с понижением КПД.

Активный сглаживающий фильтр

Из-за выше перечисленных недостатков пассивных сглаживающих фильтров нашли широкое распространение при небольших выходных мощностях активные фильтры. Электронными или активными фильтрами называются фильтры с применением активных усилительных элементов. В различных литературных источниках такие фильтры также называются транзисторными. Активные фильтры можно разделить на две основные группы:

- фильтры с линейным принципом регулирования энергии;

- фильтры с импульсным принципом регулирования энергии.

Схемы активных фильтров с непрерывным или линейный принципом регулирования энергии подобны схемам стабилизаторов с непрерывным регулированием напряжения и имеют низкую энергетическую эффективность. Широкое распространение интегральных линейных стабилизаторов привело к тому, что такие фильтры стали практически ненужными. С другой стороны, использование активных фильтров, а именно интегральных стабилизаторов, для сглаживания пульсаций имеет широкое распространение. Более того, распространение активных фильтров сглаживания пульсаций особенно выросло с появлением интегральных стабилизаторов с малым падением напряжения на регулирующем элементе (Low Drop). Однако даже в таком фильтре коэффициент полезного действия оказывается невысоким и, потому их применение оправдано только в цепях небольшой мощности.

К достоинствам активных фильтров относят:

· высокие качественные и энергетические показатели;

· широкий диапазон частот;

· простота конструкции;

· малая зависимость коэффициента сглаживания от изменений тока нагрузки;

· малые магнитные поля из-за отсутствия индуктивности в схеме фильтра;

· отсутствие опасных режимов при возникновении переходного процесса, т.к. нет перенапряжения при “сбросе” тока нагрузки.

К недостаткам схемы можно отнести: снижение к.п.д. устройства при увеличении тока нагрузки из-за увеличения потерь на транзисторе; необходимость защиты транзистора в переходных режимах.

В активных фильтрах последовательно или параллельно включается регулирующий транзистор, выполняющий роль дросселя или резистора в раннее рассматриваемых фильтрах. Принцип действия активных фильтров основан на свойстве транзистора создавать различные сопротивления для переменного и постоянного токов. Характерны два способа построения фильтров. Первый способ состоит в том, что транзистор включается по схеме с общим коллектором.

Ток коллектора I_К в схеме фильтра ОК мало зависит от величины приложенного к переходу коллектор- эмиттер напряжения U_К при постоянном значении тока базы. На рисунке приведены графики зависимости I_К = f (U_К) при I_б = const.

Рисунок 28 – График зависимости I_{К и} I_б

 

Если провести на графике нагрузочную прямую (U_К = U_ВХ при I_КО = 0 и I_К = U_ВХ / R_Н при U_К = 0) и выбрать на ней рабочую точку А { U_К0, I_КО }, то сопротивление транзистора переменой составляющей тока в точке А R_Д = D U_К / DI_К будет много больше его сопротивления постоянному току R_С = U_К0 / I_КО , т.е. R_Д >> R_С . Соответственно переменная составляющая выпрямленного напряжения U_В.ПЕР. на входе фильтра вызывает небольшие изменения тока коллектора DI_К при условии, что ток базы I_б = const. Переменная составляющая напряжения на выходе фильтра ОК U_{ВЫХ.ПЕР.} = DI_К R_Н получается значительно ослабленной по сравнению с U_В.ПЕР. Чтобы обеспечить постоянство тока базы транзистора, в цепь базы включают конденсатор, и резистор такой величины при которой постоянная времени цепи была бы много больше периода пульсаций выпрямленного напряжения.

Таким образом, сглаживание пульсаций в фильтре ОК обеспечивается RC фильтром в базовой цепи, а транзистор VT предназначен для усиления сигнала по мощности (эмиттерный повторитель!). Резистор R задаёт режим работы транзистора по постоянному току, устанавливая ток базы.

Второй способ построения активного фильтра состоит в том, что транзистор включается по схеме с общей базой:

Фильтры этого типа применяются лишь в тех случаях, когда ток нагрузки остается постоянным. Режим работы транзистора по постоянному току определяется величиной R_б, а сглаживающее действие – постоянной времени цепочки R₁C₁. Эта цепь стабилизирует ток эмиттера, если R₁C₁ >> T_n, где T_n – период пульсации. В этом режиме транзистор обладает большим дифференциальным сопротивлением и малым статическим, что эквивалентно дросселю в LC–фильтрах. В связи с тем, что у данной схемы выходное сопротивление имеет большую величину, для его снижения на выходе фильтра ставится конденсатор С_н.

Принцип действия этого фильтра основан на компенсации переменной составляющей входного напряжения за счет падения напряжения на резисторе R при протекании по нему тока эммитера транзистора.

Для повышения показателей качества активных фильтров в них применяются составные транзисторы, многозвенные RC-цепочки в цепи базы, а также токостабилизирующие двухполюсники.

Коэффициент сглаживания q схемы рассчитывается так же, как в RC пассивном фильтре:

 

Лекция 6. Виды и основные характеристики линейных стабилизаторов.

Основные определения

Стабилизатор – устройство автоматического поддержания в заданных пределах напряжения или тока при воздействии дестабилизирующих факторов (напряжение, ток, температура, давление, влажность и пр.).

Стабилизатор должен обязательно иметь регулирующий орган (РЭ - регулирующий элемент).В зависимости от способа включения РЭ все стабилизаторы делят на параллельные и последовательные.

В параллельном стабилизаторе РЭ включен параллельно нагрузке. Эти стабилизаторы не боятся перегрузок по току и КЗ нагрузки.

 

Через балластный резистор протекает ток . Если изменяется входное напряжение, то путем изменения тока можно менять падение напряжения на и тем самым поддерживать выходное напряжение постоянным .

 

В последовательном стабилизаторе РЭ включен последовательно в цепь тока нагрузки:

Здесь . Если изменяется входное напряжение, то путем изменения внутреннего сопротивления РЭ можно изменять падение напряжения на нём и поддерживать выходное напряжение постоянным .

В зависимости от того, чем управляется РЭ все стабилизаторы делят на параметрические и компенсационные.

В параметрических стабилизаторах управление РЭ производится тем же внешним воздействием, которое нарушает постоянство выходной величины. В них используются нелинейные свойства характеристик приборов (вольт-амперных, ампер-вольтовых, вебер-амперных, Ом-градусных, вольт-секундных и др.) - это стабилитроны, дроссели насыщения, термосопротивления и т.п.

В компенсационных стабилизаторах управление РЭ производится отклонением выходной величины от заданного значения независимо от того, чем вызвано это отклонение. Эти стабилизаторы содержат эталон и цепь обратной связи.

 

Используются три основные схемы стабилизаторов: параметрический, компенсационный, импульсный. Основным параметром стабилизатора является коэффициент стабилизации, определяемый как:

Кст =(DUвх/Uвх)/(DUвых/Uвых).

Здесь D - знакопеременные приращения входного и выходного напряжений соответственно. Принцип работы параметрического стабилизатора основан на свойстве полупроводникового элемента – стабилитрона сохранять неизменным напряжение обратимого пробоя (напряжение стабилизации) при колебаниях в известных пределах входного напряжения. Схема и вольт-амперная характеристика параметрического стабилизатора приведены на рис.1.9, 1.10.

Рисунок 1.9 – Схема параметрического стабилизатора

Рисунок 1.10 – Принцип работы параметрического стабилизатора.

 

Uпр,Uобр,Iпр,Iобр – параметры вольтамперной характеристики стабилитрона, Uвх - напряжение на входе стабилизатора (на выходе фильтра), Iст – ток через стабилитрон, Uст – напряжение на стабилитроне и нагрузке.

Рабочая точка находится на пересечении характеристики стабилитрона и нагрузочной прямой, угол наклона которой определяется величиной: Rэкв = (Rб*Rн)/(Rб+Rн). Колебания входного напряжения вызывают изменения тока через стабилитрон относительно номинального значения, при этом выходное напряжение стабилизатора остаётся почти неизменным. При этом нагрузочная прямая перемещается параллельно самой себе. Балластное сопротивление Rб служит для ограничения тока через стабилитрон,
который должен находиться в допустимых пределах при максимальных отклонениях входного напряжения, напряжение на нём всегда равно разности между входным и выходным напряжениями. Пользуясь законом Кирхгофа для контурных токов, можно показать, что коэффициент стабилизации будет равен: Кст =(Uвых / Uвх)*(Rб/Rст.дин.),где
Rст.дин.= DUст/DIст- выходное динамическое сопротивление стабилитрона, величина которого зависит от крутизны падающей ветви характеристики стабилитрона. Для маломощных стабилитронов Rст.дин находится в пределах 5…..50 Ом. Коэффициент стабилизации схем этого типа невысок и составляет 10….30 относительных единиц, применяются они в основном для ограничения уровней напряжений, например, для формирования опорных напряжений в компараторах. Более качественными характеристиками обладают компенсационные аналоговые и импульсные стабилизаторы, имеющие в своем составе регулируемый по цепи обратной связи элемент (обычно тр

⇐ Предыдущая12345Следующая ⇒

Поделиться:

Воспользуйтесь поиском по сайту: