Функциональная схема импульсного стабилизатора постоянного напряжения (РЭ работает в ключевом режиме).

Импульсный стабилизатор напряжения включает в себя РЭ (VT1), сглаживающий фильтр (LCD), следящий делитель(R5,R6), усилительный элемент (DA1) и ШИМ (DA2).

Рисунок 56 – Импульсный стабилизатор

Силовой контур импульсного стабилизатора имеет два состояния. При подаче управляющего импульса (U_ШИМ) на силовой транзисторный ключ VT1 происходит передача напряжения источника питания U₁ через открытый транзистор в нагрузку. Накапливается реактивная энергия в дросселе сглаживающего фильтра L. При размыкании ключа (на интервале паузы широтно-модулированного сигнала) энергия дросселя передается через обратный диод VD в нагрузку. Если на интервале паузы ток дросселя спадает до нуля, то возникает режим прерывистого тока дросселя, при котором конденсатор разряжается в нагрузку.

Схема управления включает в себя: делитель напряжения (R5, R6) с коэффициентом передачи Kд = R6/(R5+R6); усилитель сигнала рассогласования DA1 с коэффициентом передачи Kу (Ue = U_ОС – U_ЭТ); компаратор напряжения DA2, который формирует ШИМ - сигнал. Он равен “1”, если уровень пилообразного напряжения больше уровня напряжения U_ОС. При возрастании входного напряжения U₁ уменьшается площадь между уровнем напряжения “пилы” и U_ОС, что приводит к уменьшению по длительности ШИМ- сигнала. Среднее значение напряжения на выходе при этом уменьшается, т.е. U₂ восстанавливается.

 

Рисунок 57 – График напряжений и токов

Лекция 7. Стабилизаторы напряжения переменного тока.

 

Требования, предъявляемые к стабилизаторам напряжения и, в частности, к допустимому отклонению напряжения электропитания потребителей промышленного и бытового назначения, определяются ГОСТ 13109-97 "Нормы качества электрической энергии в системах электроснабжения общего назначения".

По принципу действия стабилизаторы переменного тока можно классифицировать следующим образом:

· ступенчатые корректоры напряжения (стабилизаторы со ступенчатым регулированием);

· феррорезонансные стабилизаторы;

· электромеханические стабилизаторы с электроприводом;

· стабилизаторы с подмагничиванием трансформатора;

· системы с двойным преобразованием энергии;

· высокочастотные транзисторные регуляторы (стабилизаторы с дискретным ВЧ регулированием).

1. Стабилизаторы напряжения со ступенчатым регулированием представляют наиболее широкий класс устройств, обеспечивающих поддержание выходного напряжения с определенной точностью. Принцип стабилизации основан на автоматической коммутации (переключении) секций (обмоток) автотрансформатора (или трансформатора) с помощью силовых ключей (реле, тиристоров, симисторов). В силу ряда достоинств, ступенчатые корректоры напряжения получили наибольшее распространение.

Достоинства:

· быстродействие;

· широкий диапазон входного напряжения;

· возможность работы при холостом ходе;

· отсутствие искажения формы выходного напряжения;

· высокое значение КПД.

Недостатки:

· ступенчатое изменение выходного напряжения, ограничивающее точность стабилизации.

2. Феррорезонансные стабилизаторы напряжения построены на основе использования феррорезонанса в нелинейном контуре трансформатор - конденсатор, который обеспечивает непрерывное регулирование выходного напряжения в определенных пределах изменения нагрузки. В настоящее время находят ограниченное применение из-за ряда недостатков.

Достоинства:

· высокое быстродействие;

· устойчивость к перегрузкам по напряжению и широкий диапазон температур;

· большой ресурс работы.

Недостатки:

· искажение формы входного напряжения;

· недопустимость работы в режимах холостого хода и при перегрузках;

· зависимость выходного напряжения от частоты питающей сети;

· низкое значение КПД.

3. Электромеханические стабилизаторы напряжения представляют собой следящую систему с использованием электродвигателя, автотрансформатора и системы управления двигателем. Такие стабилизаторы позволяют непрерывно и плавно регулировать выходное напряжение без искажения синусоидальной формы.

Достоинства:

· высокая точность регулирования;

· отсутствие помех;

· высокая перегрузочная способность;

· широкий диапазон регулирования.

Недостатки:

· низкое быстродействие;

· ограниченный срок службы при наличии требования по проведению периодических регламентных работ;

· наличие открытого скользящего электрического контакта, ограничивающее среду использования.

4. Стабилизаторы напряжения с подмагничиванием трансформатора основаны на компенсации изменения напряжения сети путем регулирования коэффициента трансформации за счет локального подмагничивания стержней автотрансформаторов со специально выполненным магнитопроводом и системой обмоток. Подмагничивание осуществляется с помощью тиристорного регулятора. Такие стабилизаторы характеризуются высокими перегрузочными способностями, но имеют ограниченный диапазон регулирования и существенный коэффициент искажения синусоидальной формы выходного напряжения по сравнению со ступенчатыми корректорами напряжения.

5. Стабилизаторы напряжения с двойным преобразованием энергии содержат выпрямитель и транзисторный инвертор с ШИМ управлением, обеспечивающий стабильное синусоидальное напряжение с частотой 50 Гц. В настоящее время находятся в стадии промышленного освоения.

6. Стабилизаторы напряжения с высокочастотным транзисторным регулированием основаны на использовании быстродействующих силовых транзисторов, коммутируемых с высокой частотой на каждом периоде сетевого напряжения. Являются перспективным направлением в развитии стабилизаторов. В настоящее время находятся на стадии разработок, в промышленном производстве отсутствуют.

 

1. Стабилизаторы напряжения со ступенчатым регулированием

На рисунке изображена принципиальная схема тиристорного стабилизатора напряжения в цепи переменного тока с использованием пары встречно-параллельных тиристоров в первичной цепи трансформатора.

Рисунок 58 – Тиристорный стабилизатор напряжения

При высоких мощностях устройства используют шунтирующие диоды совместно с встречно-параллельными тиристорами, включенные в противоположном направлении. При этом возможно использование одной системы управления для отрицательной и положительной полуволны входного напряжения. Без шунтирующих диодов обязательно должны быть две разделенные системы управления для надежной работы схемы. Диоды обеспечивают непрерывное протекание тока в моменты перекоммутации и защищают ключи от обратного напряжения.

Временные зависимости для напряжений в схеме импульсного стабилизатора имеют вид:

Рисунок 59 – Временные зависимости для напряжений

Система управления формирует повторный импульс с небольшим интервалом для гарантированного включения тиристора. При сравнении напряжения обратной связи (Uос), снимаемого с нижнего плеча делителя R_¶2, с пилообразным напряжением изменяется фаза подачи управляющего импульса в соответствии с полярностью напряжения сети (a1 для положительной полуволны напряжения, a2 - для отрицательной). Частота пилообразного напряжения должна совпадать с частотой питающей сети для обеспечения синхронной работы схемы. Закрывание тиристоров обеспечивается подачей обратного напряжения на анод за счет смены полярности напряжения сети. Усилитель мощности (УМ) обеспечивает гальваническую развязку цепей и гарантирует надежное открывание тиристора за счет достаточной мощности управляющего сигнала.

 

2. Феррорезонансные стабилизаторы напряжения

В параметрических стабилизаторах используют различные схемные включения линейных и нелинейных элементов.

Простейший стабилизатор напряжения состоит из последователь­ного соединения линейного Z_л и нелинейного Z_нл сопротивлений, вольт-амперная характеристика которого имеет участок Z_нл»const. Такую характеристику имеют варисторы U(I), дроссели насыщения Z(I),нелинейные конденсаторы Z(I)и др. Выходное напряжение U_стснимается в схеме с не­линейного элемента. Эффект стабилизации определяется тем, что DU_n >> DU_ст.

 

Рисунок 60 – Параметрический стабилизатор напряжения

 

Параметрические стабилизаторы на активных сопротивлениях имеют слишком малый к.п.д. вследствие активных потерь в линейном и не­линейном элементах и поэтому применяются лишь для небольших мощ­ностей - до нескольких ватт.

В цепях переменного тока более высоких мощностей применяют­ся параметрические стабилизаторы на реактивных сопротивлениях: в качестве линейного элемента Z_л используют обычно нена­сыщенный дроссель L₁, а нелинейного Z_нл - насыщенный L₂. Нагрузка подключается параллельно нелинейному элементу.

Рисунок 61 – Параметрический стабилизатор на реактивных сопротивлениях

Последовательное соединение линейного и нелинейного дроссе­лей образует простейший ферромагнитный стабилизатор. Ему присущи следующие недостатки: малое значение коэффициента стабилизации K_U (единицы), неси­нусоидальная форма кривой выходного напряжения, малый диапазон стабилизации, низкий КПД, вследствие чего подобная схема при­менения не нашла.

Можно существенно повысить значение коэффициента стабилиза­ции K_U и расширить диапазон входного напряжения упомянутого стаби­лизатора, если уменьшить величину DU_ст путём введения в схему дополнительного компенсирующего напряжения U_к. Существуют два основных метода компенсации: напряжением, пропорциональным напряжению на линейном дросселе или напряжением, пропорциональным напряжению сети. Компенсирующее напряжение необходимо потому, что одним только выбором материала сердечника насыщенного дросселя довести DU_ст до нуля не удается из-за конечной крутизны кривой намагничивания на участке насыщения. Поэтому создают последовательный или парал­лельный феррорезонансный контур. КПД схемы можно существенно повысить (до 0,7 - 0,8), если параллельно нелинейному дросселю подключить вспомогательную ли­нейную емкость С. Оба указанных способа применяются в современных феррорезонансных стабилизаторах. Наиболее эффективным является стабилизатор с феррорезонансом токов.

Рисунок 62 – Повышение КПД схемы с помощью параллельного включения С нелинейному дросселю

Построим результирующую ВАХ нелинейного контура, который настроен в резонанс при U_{сети ном}. Поэтому ток, потребляемый контуром в точке А:

Рисунок 63 – ВАХ нелинейного контура

При малых напряжениях индуктивность дросселя велика, ток мал и результирующий ток имеет ёмкостный характер. В т. А. (резонанс) и при дальнейшем повышении напряжения I имеет индуктивный характер и резко увеличивается, что соответствует уменьшению индуктивности. При этом напряжение на контуре изменяется меньше чем на отдельном дросселе насыщения: стабильность выходного напряжения U₂ значительно больше.

Феррорезонансные стабилизаторы просты, надёжны, КПД достигает 85%, стойки к электрическим и механическим перегрузкам, работают в широком диапазоне температур. Выходные мощности - от 100вт до 10квт. Коэффициент стабилизации по напряжению К_U=15…30.

Недостатки: чувствительны к изменению частоты. Так, при выходное напряжение изменяется на ! Имеют существенную массу и объём, несинусоидальность напряжения .

Лекция 8. Транзисторные преобразователи напряжения.

 

Основные структурные схемы и входные цепи

Общая структурная схема источника питания с бестрансформаторным входом (ИПБВ) приведена на рис. 17.1, а, а ее разновидности — на рис. 17.1, б, в.

Рисунок 17.1 - Структурные схемы источников питания с бестрансформаторным входом:

а — общая схема построения ИПБВ; б— схема с регулируемым преобразователем;

в — схема с входным импульсным стабилизатором

 

Напряжение сети в ИП БВ выпрямляется входным выпрямителем с емкостным фильтром, а затем преобразуется инвертором в высокочастотное напряжение прямоугольной формы, которое трансформируется до требуемого значения, выпрямляется и фильтруется. Гальваническая развязка выходной цепи ИПБВ от входной питающей сети осуществляется трансформатором инвертора.

Стабилизация выходного выпрямленного напряжения peaлизуется в инверторе методом широтно-импульсной модуляции или включением стабилизатора до инвертора или после него.

Отсутствие в ИПБВ низкочастотного трансформатора питания и дросселя входного сглаживающего LС-фильтра существенно улучшает массогабаритные характеристики и увеличивает КПД. ИПБВ рационально применять при выходной мощности свыше 15—25 Вт.

На рис. 17.1, б приведена структурная схема ИПБВ, выполненная на базе регулируемого преобразователя РП, на рис. 17.1, в— с использованием импульсного стабилизатора ИСН на входе и нерегулируемого преобразователя (НП). Одноканальные ИПБВ с питанием от однофазной сети рационально выполнять по структурной схеме на рис. 17.1, б, а при питании от трехфазной сети с напряжением 380 В с нулевым проводом — по схеме на рис. 17.1, били в.

Если одноканальные ИПБВ предназначаются для работы от трехфазной сети без нулевого провода и напряжением 380 В с применением нескольких включенных последовательно по питающему напряжению ячеек, то такие ИПБВ следует выполнять по схеме на рис. 17.1, бс РП. Многоканальные ИПБВ с питанием от однофазной или трехфазной сети рационально выполнять по структурной схеме на рис. 17.1, в с входным ИСН.

Особенности построения схем входного выпрямителя и сглаживающего фильтра. На рис. 17.2 приведены схемы входных выпрямителей, которые наиболее часто применяются в ИПБВ [59]. Общим для них является наличие резистора R_огр, который предназначен для ограничения зарядного тока конденсатора сглаживающего фильтра С₀ при подключении ИПБВ к питающей сети.

Сопротивление ограничительного резистора определяется исходя из допустимого напряжения импульса тока через диоды выпрямителя

(17.1)

В формуле (17.1) при определении R_огр учитываются выходное сопротивление питающей сети r_с, активные сопротивления обмоток дросселей r_Lфильтра защиты от индустриальных помех, а также эквивалентное последовательное сопротивление электролитических конденсаторов r_{н. э.} фильтра сетевого выпрямителя и внутреннее сопротивление диода на постоянном токе r_п. Сопротивления и r_L, r_п и r_п.э. могут быть взяты из технических условий на применяемые дроссели, диоды и конденсаторы, значение r_cопределяется экспериментально и в первом приближении может быть принято равным 1 Ом.

Рисунок 17.2 - Схемы входных выпрямителей источников питания с бестрансформаторным входом: а — т = 2; б - т = 1; в — т = 6: г — т = 3; д — схема ограничения пускового тока

 

При выходной мощности 150—200 Вт и более на резисторе R_огр в процессе работы ИПБВ рассеивается значительная мощность. В этих случаях ограничительный резистор после заряда конденсатора фильтра необходимо шунтировать тиристором, как показано на рис. 17.2, д, который во включенном состоянии поддерживает падение напряжения на R_огрна уровне 1,5—2 В. В схеме после подключения ИПБВ к питающей сети происходит заряд конденсатора С₀через ограничительный резистор R_огр, сопротивление которого выбрано в соответствии с (17.1). При этом, как правило, время заряда С₀ не превышает половины периода напряжения сети. Под действием напряжения на конденсаторе С₀ начинает работать преобразователь и на обмотках выходного трансформатора TV (в том числе и на w₂) появляется переменное напряжение, которое выпрямляется и через ограничительный резистор R₂ подается на управляющий электрод тиристора VS, в результате этого он открывается и шунтирует резистор R_огр.

Расчет амплитуды импульса тока через диоды выпрямителя с емкостным фильтром в установившемся режиме по известным методикам дает существенно заниженное значение. Для определения амплитуды импульсов тока могут быть рекомендованы эмпирические соотношения, приведенные в табл. 17.1.

 

Тип выпрямителя	Iпрх
Мостовой диодный выпрямитель	(7-10)l0
С удвоением напряжения	(10-14)l0
Однотактный трехфазный выпрямитель	(4-7)l0

 

Во всех случаях значения I_пр.и. должны уточняться экспериментально. Выпрямленное напряжение при максимальной нагрузке для схем на рис 17.2, а, г может быть определено по

формуле

(17.2)

Емкость конденсатора фильтра сетевого выпрямителя С₀ рекомендуется выбирать исходя из максимально допустимой амплитуды пульсаций на частоте следования импульсов напряжения на выходе выпрямителя

(17.3)

В этом случае предполагается, что относительная амплитуда пульсации на выходе ИПБВ, обусловленная пульсациями напряжения на С₀, может быть уменьшена за счет фильтрующих свойств ИСН или стабилизирующего преобразователя, входящего в состав ИПБВ.

Для уменьшения пульсаций с частотой преобразования, наводимых на входную сеть, на выходе двухтактного трехфазного выпрямителя рекомендуется устанавливать лакопленочный или бумажный конденсатор.

 

Транзисторные усилители мощности

Наиболее часто в ИПБВ применяются однотактные транзисторные усилители мощности (УМ), схемы которых приведены на рис. 17.3, и двухтактные усилители мощности — рис. 17.4. На схемах показаны также эпюры тока коллектора силовых транзисторов усилителей.

Среди однотактных УМ могут быть выделены УМ с прямым (рис. 17.3, а, б) и обратным включением диода (рис. 17.3, в). Однотактные УМ с прямым включением диода и размагничивающей обмоткой w_p (рис. 17.3, а) применяются в одноканальных ИПБВ мощностью до 70 Вт. В этой схеме диод VD₂, включенный между выводом вторичной обмотки w₂ трансформатораTVи дросселем L, отпирается при открывании транзистора VT и передает энергию в нагрузку через сглаживающий LC_ф-филътр. Для ограничения амплитуды импульса напряжения на коллекторе транзистора VT после его запирания и обеспечения передачи в источник питания практически всей энергии, накопленной магнитным полем трансформатора TVза время открытого состояния транзистора VT, применяют размагничивающую обмотку.

Число витков размагничивающей обмотки w_pопределяется по формуле

(17.4)

Максимальное значение коэффициента заполнения

(17.5)

Амплитуда импульсов коллекторного тока

(17.6)

Рисунок 17.3 – Схемы однотактных усилителей мощности

 

Для получения в схеме на рис 17.3, а γ_max≤ 0,9, при котором улучшается использование транзистора по коллекторному току и повышается КПД, в УМ необходимо применять транзисторы с U_{КЭ и max}, в несколько раз превышающим U_0max. В связи с этим схему на рис 17.3, а рекомендуется применять в ИПБВ, рассчитанных на питание от сети с напряжением 115—127 В.

В мостовом однотактном УМ с прямым включением диода (рис. 17.3, б) коллекторное напряжение транзисторов VT₁, VT₂и напряжение на обмотке w₁трансформатора TVв режиме размагничивания сердечника ограничено уровнем, не превышающим U₀. В связи с этим γ_max в этой схеме не должен превышать 0,5. Транзисторы VT₁ и VT₂ включаются и выключаются одновременно, причем разброс их времени включения и выключения не сказывается на работе усилителя.

Схема управления мостовым однотактным УМ должна иметь на выходе трансформатор. Ток I_{Ки max}транзистора VT₁ или VT₂рассчитывается по формуле (17.6). Усилитель, выполненный по схеме на рис. 17.3, б, рекомендуется для одноканальных ИПБВ с выходной мощностью до 150 Вт при питании ИПБВ от однофазных или трехфазных сетей переменного тока с напряжением 220-380 В.

В однотактном УМ с обратным включением диода (рис. 17.3, в) после открывания транзистора VT происходит накопление энергии в трансформаторе TV, причем диод VD в это время закрыт. После закрывания транзистора VT запасенная в трансформаторе энергия открывает диод VD, заряжает конденсатор С_ф и передается в нагрузку. При изменении напряжения питания УМ нестабильность напряжений на выходах всех выпрямительных каналов с емкостными фильтрами практически одинакова. Поэтому УМ с обратным включением диода целесообразно применять в многоканальных ИПБВ с выходной мощностью до 100 Вт. Максимальный коэффициент заполнения для УМ на рис. 17.3, в определяется по формуле

(17.7)

Амплитуда импульсов тока транзистора

(17.8)

Следует отметить, что импульсы коллекторного тока транзистора VT в схеме на рис. 17.3, а имеют прямоугольную форму, в то время как в схеме на рис. 17.3, в — треугольную. Вследствие этого при одинаковых выходной мощности, γ и η_и амплитуда коллекторного тока силового транзистора VТ в схеме на рис. 17.3, в 2 раза больше, чем в схеме на рис. 17 3. а.

Улучшенная схема однотактного УМ приведена на рис. 17.3, г. Она выполнена на основе однотактного мостового УМ. При одновременно открытых транзисторах VT₁ и VТ₂ происходит накопление энергии в трансформаторе ТV и передача ее в нагрузку через диод VD₃ и дроссель L сглаживающего фильтра. При закрытых транзисторах VT₁ и VT₂ происходит передача накопленной в трансформаторе энергии в нагрузку через диод VD₂ и дроссель L. Обмотки w₂’и w₂’’ трансформатора TVимеют одинаковое число витков. Диоды VD₁и VD₂ ограничивают на уровне U₀ амплитуду импульса напряжения на обмотке w₁ трансформатора TV, возникающего при размагничивании его сердечника.

Схема на рис 17.3, г обладает преимуществами мостовых однотактных УМ с прямым включением диода и двухтактных усилителей. В ней на входе сглаживающего фильтра последовательность импульсов имеет γ_max, близкий к 1, что уменьшает массу и объем сглаживающего фильтра. Трансформатор ТV УМ на рис. 17.3, г имеет лучший коэффициент использования магнитопровода, чем у однотактного мостового УМ с прямым включением диода. Схему комбинированного усилителя на рис. 17.3, г целесообразно использовать в одноканальных ИПБВ мощностью до 150 Вт при питании от сетей напряжением 220—380 В. Для нее значение I_Ки рассчитывается по формуле

(17.9)

Максимальный коэффициент заполнения в данной схеме не должен превышать 0,5.

На рис. 17.3, д приведена сдвоенная схема однотактного УМ с прямым включением диода. Она состоит из двух однотактных УМ на транзисторах VT₁ и VT₂с прямым включением диодов VD₃ и VD₄и размагничивающими обмотками w_p1и w_p2. Выходы выпрямителей обоих УМ объединены и подключены ко входу общего сглаживающего фильтра LC_ф.

При сдвиге управляющих импульсов U_y1 и U_у2 на входе каждого усилителя на T_п/2 на входе LC_ф -фильтра обеспечивается режим работы двухтактных схем УМ с γ_max≈ 1. В связи с этим при одинаковых выходной мощности и частоте преобразования габариты и масса LC_ф -фильтра сдвоенного однотактного и двухтактного УМ одинаковы, а суммарная масса трансформаторов сдвоенного однотактного усилителя на 30—40% больше, чем у двухтактного.

Полумостовой усилитель (рис. 17.4, а) наиболее часто применяется в ИПБВ. Транзисторы VT₁ и VT₂ открываются поочередно, вследствие этого на первичной обмотке w₁ трансформатора VT действует переменное напряжение с амплитудой, близкой к U₀/2. При равных по амплитуде и длительности полуволнах напряжения на обмотке w₁ напряжение в точке соединения конденсаторов С₁ и C₂ равно U₀/2.

Рисунок 17.4 - Схемы двухтактных усилителей мощности

 

Эпюра тока первичной обмотки w₁трансформатора VT пока­зана на рис. 17.4, а. Обмотки w₃и w₄ и диоды VD₁ и VD₂ служат для устранения режима сквозных токов.

Основными преимуществами схемы являются отсутствие на­сыщения сердечника трансформатора из-за разбросов по дли­тельности и амплитуде импульсов разной полярности, простой и надежный способ исключения сквозных токов за счет дополнительного управления транзисторами в зависимости от мгно­венного значения и знака напряжения на обмотках трансфор­матора, минимальные габариты и масса трансформатора.

Максимальное напряжение на коллекторах транзисторов в полумостовой схеме равно напряжению питания U₀. Амплитуда импульсов тока транзисторов при заданной выходной мощнос­ти Р_и определяется по формуле

(17.10)

Конденсаторы С₁, С₂ следует применять лакопленочные или бумажные, допускающие работу на частоте ʄ_п значительной амплитудой пульсаций. Минимальная емкость конденсаторов

(17.11)

Электролитические конденсаторы допускают значительно меньшую амплитуду пульсаций, чем лакопленочные, поэтому при их применении увеличиваются габариты фильтра. С целью уменьшения напряжения пульсаций с частотой преобразования на конденсаторе С₀ (рис. 17.4) на выходе сетевого выпрямителя между С₀ и конденсаторами С₁ включают дроссель L₁, кото­рый обеспечивает также значительное уменьшение напряжения помех на входных зажимах ИПБВ.

Полумостовой УМ целесообразно применять в одноканаль­ных ИПБВ с выходной мощностью до 500 Вт при питании от сетей с напряжением 380 В.

В мостовом усилителе (рис. 17.4. б) вместо конденсаторов делителя напряжения установлены транзисторы VT₁пере­ключение которых осуществляется так, что через первичную об­мотку трансформатора TVпротекает переменный ток. Амплитуда напряжения на первичном обмотке трансформатора в мостовом усилителе в 2 раза больше, чем у полумостовой, вследствие этого при использовании транзисторов одинакового типа мостовой УМ обеспечивает в2 раза большую выходную мощность, чем полумостовой. Амплитуда импульсов коллекторното тока транзистров определяется по формуле (17.6). Сквозные токи, е мостовом усилителе нельзя устранить (как это сделано в полу-мостовом УМ на рис. 17.4, а), поскольку уменьшение до нуля напряжение на первичной обмотке трансформатора TV может произойти при запирании только одного из двух ранее открытых транзисторов. Для устранения сквозных токов в мостовом УМ вводится фиксированная пауза в управляющем напряжении.

Длительность паузы должна превышать максимальное время запирания транзисторов. При несимметрии полуволн напряжения на обмотках выходного трансформатора последний может работать с насыщением, что приведет к увеличению импульсов коллекторного тока транзисторов усилителя и потерь в них. Для исключения этого необходимо или применить специальные схемы ограничения насыщения трансформатора, или ввести последовательно с первичной обмоткой трансформатора лакопленочный или бумажный конденсатор с минимальной емкостью

(17.12)

При подключении УМ к электролитическим конденсаторам фильтра сетевого выпрямителя амплитуда пульсаций на конденсаторах, как правило, превышает допустимое значение. Для уменьшения амплитуды пульсаций с частотой ʄ_пмежду электролитическими конденсаторами фильтра С₀ и УМ необходимо включить L₁C₁-фильтр, как показано на рис 17.4, б пунктирной линией, в котором С₁ — лакопленочный или бумажный конденсатор, его минимальная емкость

(17.13)

 

Минимальная индуктивность дросселя

(17.14)

Мостовые усилители обычно применяют в одноканальных ИПБВ с выходной мощностью более 500 Вт и питанием от сети переменного тока с напряжением до 380 В. Для обеспечения запаса по коллекторному напряжению используется последовательное включение усилителей по питающему напряжению. На рис 17 5 приведены примеры такого включения двух полумостовых УМ с автоматическим выравниванием питающих напряжений на каждом из них. В схеме на рис. 17.5, а один полумостовой УМ выполнен на транзисторах VT₁, VT₂, конденсаторах С₁, С₂ и диодах VD₁-VD₄. а второй — на элементах VT₃, VT₄, C₃, С₄ и VD₅– VD₈. Оба УМ включены последовательно по отношению к источнику входного питающего напряженияU₀и работают на общий трансформатор TVс двумя первичными обмотками w₁’ и w₂’’ каждая из которых подключена к соответствующему УМ. Автоматическое выравнивание напряжения питания на каждом УМ достигается за счет того, что конденсаторы с большим напряжением, например С₁ и C₂верхнего по схеме УМ, разряжаются под действием коллекторных токов транзисторов VT₁ и VT₂, а конденсаторы с меньшим напряжением (C₃ и С₄) нижнего по схеме УМ заряжаются через диоды VD₅ иVD₆. Последнее объясняется тем, что амплитуда напряжения на обмоткахw₁’ и w₂’’, имеющих равное число витков, превышает в рассматриваемом случае напряжение на конденсаторе С₃ или С₄, вследствие этого через диоды VD₅ или VD₆ протекают им пульсы выравнивающего тока.

Рисунок 17.5 - Схемы последовательного включения полумостовых усилителей мощности

 

Поскольку импульсы выравнивающего тока протекают через первичную обмотку трансформатора и являются частью импульсов коллекторного тока транзисторов (в рассматриваемом примере VT₁ и VT₂), возникает необходимость ограничения их амплитуды, что является существенным недостатком рассматриваемой схемы. Для ограничения выравнивающего тока последовательно с первичными обмотками w₁’ и w₂’’включают дроссели L₁ и L₂. Для возвращения в источник питания энергии, накопленной в дросселях, введены диоды VD₃, VD₄, VD₇, VD₈. К недостаткам схемы можно отнести то, что из-за разбросов времени выключения: транзисторов может оказаться открытым только один из транзисторов УМ и через него потечет удвоенное значение тока коллектора. К достоинствам схемы УМ на рис. 17.5, а следует отнести применение только одного трансформатора с числом первичных обмоток, равных числу последовательно включенных УМ, одного выходного выпрямителя (VD₉, VD₁₀) и сглаживающего фильтра (L_ф, С_ф).

На рис. 17.5, б показано последовательное включение двух полумостовых УМ. Каждый из которых нагружен на свой трансформатор (TV₁, TV₂). Крайние выводы: вторичных обмоток трансформаторов TV₁, ТV₂ через выпрямительные диоды VD₅, VD₇, и VD₆, VD₈объединены, а их средние выводы соединены между собой. В этой схеме автоматическое выравнивание напряжений на каждом усилителе обеспечивается счет протекания тока первичном обмотки трансформатора только в том полумостовом УМ, который находится под большим напряжением питания. Это обусловлено большей амплитудой напряжения на его вторичной обмотке и протеканием тока нагрузки только через те выпрямительные диоды, которые связаны с этой вторичной обмоткой. При этом происходит разряд конденсаторов делителя полумостового УМ с большим напряжением питания и заряд конденсаторов делителя полумостового УМ с меньшим напряжением питания. Такой процесс протекает до выравнивания напряжения питания на обоих усилителях. В процессе выравнивания напряжений на последовательно включенных УМ коллекторный ток транзисторов УМ с большим напряжением питания может вдвое превышать значение, которое установится после выравнивания напряжений. Подобное явление возникает из-за разбросов времени выключения транзисторов УМ, что приводит к протеканию суммарного тока первичных обмоток трансформаторов через оставшийся еще включенным транзистор УМ, и является недостатком схемы.

В схеме на рис. 17.5, б не требуется включения линейных дросселей последовательно с первичными обмотками трансформаторов и соответствующих рекуперирующих диодов. Она наиболее часто применяется в ИПБВ.

Формулы для расчета частоты преобразования ʄ_п, получены применительно к низковольтным преобразователям и не учитывают специфику высоковольтных УМ, используемых в ИПБВ. Выбор частоты преобразованияʄ_п, кГц, в преобразователях для ИПБВ проводится с учетом времени спада коллекторного тока транзисторов УМ t_сп, мкс, по следующим эмпирическим формулам:

для двухтактного УМ

(17.15)

для однотактного УМ

(17.16)

Особенности выбора (расчета) выходного трансформатора. Расчет трансформатора проводится по методике, изложенной в [59, гл. 3], с учетом особенности их работы в ИПБВ. Для трансформаторов усилителей мощности рекомендуется применять магнитопроводы из феррита НМ2000. На частотах 10—60 кГц они обладают малыми потерями и достаточно высокой магнитной проницаемостью. Наиболее часто используются Ш образные и кольцевые магнитопроводы.

Кольцевые магнитопроводы обеспечивают повторяемость электрических параметров трансформаторов в серийном производстве и малую индуктивность рассеяния. Трансформаторы на Ш-образных магнитопроводах отличаются высокой технологичностью и меньшей трудоемкостью изготовления и наиболее предпочтительны при крупносерийном производстве.

Для трансформаторов полумостовых у мостовых УМ индукция не должна превышать 0,2T, а для однотактных УМ с прямым включением диода значение В_m — В₀ не должно превышать 0,15T. Лучшим магнитопроводом для УМ с обратным включением диода и УМ смешанного типа, частота преобразования которых лежит в диапазоне 10-60кГц, являются магнитопроводы из пресс-пермаллоя типов МП-140 и МП-250, которые обладают малыми потерями в диапазоне частот до 100кГц.

Индуктивность первичной обмотку трансформатора УМ с обратным включением диода

(17.17)

Для расчетов значение может быть принято равным 0,6. Максимальное приращение индукции в магнитопроводе и число витков первичной обмотки трансформатора связаны соотношением

(17.18)

Коэффициент трансформации трансформаторов однотактного УМ с прямым включением диода и мостового

(17.19)

Для полумостовогс УМ значение n, полученное по формуле (17.19), необходимо удвоить.

Коэффициент трансформации трансформатора однотактного УМ с обратным включением диода

(17.20)

Дроссели выходных сглаживающих фильтров ИПБВ изготовляются также на магнитопроводе из МП-140 или МП-250. Рекомендуется использовать также дроссели типа Д13. работающие на частотах до 100 кГц.

 

Режим работы силовых транзисторов и их базовые цепи

Режим работы силовых транзисторов. Обеспечение безопасных режимов работы мощных высоковольтных транзисторов является основным условием надежной работы ИПБВ. Для этого транзисторы должны не только работать в режимах, не превышающих предельно допустимые, но и иметь достаточные запасы по напряжению, току и рассеиваемой мощности.

Уменьшение рассеиваемой мощности при включении транзистора достигается за счет введения, форсирующих цепей которые обеспечивают подачу на время включения транзистора входного базового тока с крутим фронтом, превышающего в 1,7—2,2 раза его установившееся значение. Примеры включения форсирующей RС-цепочки показаны на рис. 17.6, а, б.

Рисунок 17.6 - Схемы включения форсирующих и смещающих цепей транзисторов усилителей мощности

Потери мощности в транзисторах существенно возрастают, если время нарастания коллекторного тока в них в 2 раза и более меньше времени восстановления обратного сопротивления силовых диодов выпрямителя на выходе УМ. В этом случае, как известно, образуется короткое замыкание выходной обмотки трансформатора, и коллекторный ток транзистора может в 1,5—3 раза превысить установившееся значение, а рабочая точка транзистора может выйти за пределы области безопасных режимов. Для устранения этого явления необходимо в выпрямителях применять быстродействующие силовые диоды (например, с барьером Шотки или с тонкой базой) или включать последовательно с первичной обмоткой трансформатора линейный дроссель с индуктивностью

(17.21)

Если дроссель включается последовательно со вторичной обмоткой, то

(17.22)

Уменьшение рассеиваемой мощности при выключении транзистора обеспечивается за счет удержания на коллекторе транзистора УМ небольшого напряжения на время спада коллекторного тока, которое осуществляется с помощью параллельно подключаемых к транзистору конденсатора или диода, как показано на рис. 17.6, в. На конденсаторе С, подключенном к коллектору транзистора VTчерез цепочку R₁, VD₁, при включенном транзисторе устанавливается напряжение U_{Кэ нас}. Скоростьнарастания напряжения на коллекторе при закрывании транзистора, определяемая скоростью заряда конденсатора С, выбирается меньше скорости спада коллекторного тока, это обеспечивает существенное снижение мощности потерь на транзисторе.

Емкость конденсатора рассчитывается по формуле

(17.23)

Сопротивление резистора выбирается из условия

(17.24)

К недостаткам этого способа следует отнести дополнительные потери мощности на резисторе R₁, затягивание времени размагничивания трансформатора в однотактных УМ с прямым включением диода и увеличение коллекторного тока при открывании транзисторов УМ за счет тока заряда конденсатора. Сдвиг между фронтами напряжения U_Кэи тока I_к во времени при выключении транзистора в схеме на рис. 17.6, в обеспечивается также за счет введения обмотки w₂, диодов VD₂ и VD₃ резистора R₂. При открытом транзисторе VT через диод VD₂ протекает токI_Прв прямом направлении под действием напряжения на обмотке w₂ трансформатора TV, которое в несколько раз превышает напряжение U_{Кэ нас} транзистора VT. Ток I_Пр ограничен резистором R₂ и равен 0,1I_Кнас. Во время выключения транзистора увеличивается коллекторное напряжение на нем, вследствие этого через диод VD₂, обмотку w₂ и диод VD₃ начинает протекать ток, равный разности тока первичной обмотки w₁, и коллектора тока VT.

В течение времени t_{вос.обр}диода VD₂ напряжение на коллекторе транзистора VTпримерно равно сумме напряжений на обмотке w₂ и падению напряжения на диодеVD₃. Если t_{вос.обр}диода VD₂ равно или больше времени спада t_сп тока I_к, то на коллекторе VTвыделится незначительная мощность, а его рабочая точка не выйдет из ОБР. Этот способ снижает в 15—20 раз мощность потерь на транзисторе при выключении

Выбор диода VD₂ необходимо производить с учетом параметров и режима работы силового транзистора TV, t_{вос.обр}≥1,2 - 1,5t_сп, а обратное напряжение U_обрmax≥ U_{КЭ и}.

Лекция 9. Импульсные стабилизаторы.

Устройства управления усилителями мощности

Задающие генераторы. Основой схемы управления транзисторами УМ является задающий генератор, который формирует импульсные напряжения для управления базовыми цепями транзисторов УМ. Генераторы выполняются на основе автогенераторов или генератора тактовой частоты и синхронизируемого ими автогенератора или триггера. На выходе ЗГ, предназначенного для работы с полумостовыми или мостовыми УМ, включается трансформатор. Управление иднотактным УМ от ЗГ может осуществляться и без трансформатора. В зависимости от типа схемы управления выходное напряжение ЗГ может иметь форму меандра, усеченного меандра с паузой на нуле и несимметричного импульсного напряжения.

Задающие генераторы с выходным напряжением в форме меандра могут выполняться с насыщающимся магнитным элементом, с времязадающими RС-цепям или последовательным LC-контуром. Наиболее простой схемой ЗГ является генератор Роэра, схема которого приведена на рис. 17.7. Частота колебаний генератора определяется по формуле (9.9). Стабильность частоты зависит от напряжения питания U₀ и индукции насыщения сердечника трансформатора В_s.

На рис. 17.8 приведена схема ЗГ, выполненная на основе симметричного мультивибратора. Здесь диоды VD₁ и VD₂служат для развязки цепей коллекторных нагрузок транзисторов VT₁ и VT₂ от цепей перезаряда времязадаюших конденсаторов C₁ и С₂, что уменьшает реакцию нагрузки на стабильность частоты. Переменный резистор R_р служит для симметрирования полуволн выходного напряжения, несимметрия которых обусловлена разбросом постоянных времени (R₃ + R_р)С₁и R₄C₂и разбросом параметров транзисторов. Диоды VD₃ и VD₄ служат для защиты перехода база — эмиттер транзисторов VT₁ и VT₂ от отрицательных перепадов напряжения, возникающих в точках соединения С₁ и R₃, С₂ и R₄. Частота следования импульсов генератора

(17.25)

Схема на рис. 17.8 может работать на частотах до 200 кГц с нестабильностью 5—10%,ее целесообразно применять в ИПБВ с выходной мощностью до 50 Вт.

Рисунок 17.7 - Схема задающего генератора

Рисунок 17.8 - Схема задающего генератора с насыщающимся трансформатором на мультивибраторе

 

Для белее мощных устройств рационально использовать схему на рис. 17.9, в которой коллекторной нагрузкой транзисторов мультивибратора VT₂ и VT₃ являются резисторы R₁ и R₁₀, определяющие токи баз транзисторов VT₁ и VT₄ двухтактного усилителя с трансформаторным выходом. Эта схема может использоваться как автономный маломощный преобразователе на частотах до 200 кГц. Через диоды VD₂и VD₆ осуществляется управление транзисторами VT₁ и VT₄. Частота преобразования определяется по формуле (17.25). Если в транзисторах VT₁и VT₄t_выкл ≥ 0,1 мкс, то необходимо принимать меры по устранению сквозных токов.

В схеме ЗГ на рис 17.9 вместо мультивибратора может применяться триггер, синхронизируемый импульсами собственного генератора тактовой частоты или импульсами внешней синхронизации. Большая стабильность частоты реализуется в ЗГ с последовательным LC-контуром в цепи положительной обратной связи (рис 17.10).

При работе генератора в LC-контуре, обладающем высокой добротностью, протекает переменный синусоидальный ток. Переключение транзисторов происходит в момент времени когда ток в цепи LC-контура снижается до значения, при котором ранее открытый транзистор выходит из режима насыщения. Трансформатор TVв схеме должен работать в ненасыщенномрежиме. К достоинствам ЗГ следует отнести ее простоту, достаточно высокую стабильность частоты (порядка 1%).

Рисунок 17.9 - Схема задающего генератор с повышенной выходной мощностью

 

Рисунок 17.10 - Схема задающего генератора с LС-контуром

Частота колебаний ЗГ определяется по формуле

(17.26)

Схему с LС-контуром рекомендуется применять в ИПБВ с выходной мощностью не более 200 Вт. Более сложные схемы ЗГ приведены в [59].

Модуляторы длительности импульсов. Модуляторы длительности импульсов (МДИ) вырабатывают последовательность импульсов, длительность которых изменяется в зависимости от изменения входного сигнала цепи обратной связи.

Последовательность импульсов с выхода МДИ может быть использована для непосредственного формирования сигналов управления транзисторами в однотактных УМ или для получения на выходе ЗГ двух напряжений, сдвиг по времени между которыми изменяется в соответствии с входным управляющим напряжением. Чаще всего с помощью МДИ на выходе 3Г формируется напряжение с паузой на нуле, длительность которой должна изменяться в соответствии с входным управляющим напряжением.

По принципу действия МДИ разделяются на интегрирующие и с управлением по амплитудному напряжению.

На рис 17.11,а приведена схема МДИ интегрирующего типе на одновибраторе, а эпюры напряжения в характерных точках обозначенных на схеме, приведены на рис. 17.11, б.

Рисунок 17.11 - Схема модулятора длительности импульсов: а — интегрирующего типа; 6— эпюры напряжений в точках 1—3 схемы

 

Максимальная длительность импульсов одновибратора получается при закрытом транзисторе VT₁

(17.27)

Минимальная длительность импульсов одновибратора

(17.28)

Если время выключения транзистора VT₃ соизмеримо с длительностью импульса, рассчитанной по формуле (17.28), то его надо учитывать при определении .

Если требуется получить максимальную длительность импульса, близкую к периоду колебаний T_и, то необходимо использовать схему МДИ, приведенную на рис. 17.12.

Рисунок 17.12 - Схема модулятора длительности импульсов интегрирующего типа, обеспечивающая максимальный коэффициент заполнения

 

В ней запуск одновибратора осуществляется с помощью вспомогательного транзистора VT, который под действием положительных синхронизирующих импульсов обеспечивает восстановление напряжения на конденсаторе С₁ до значения, близкого к U_п1. Это препятствует появлению сбоев в работе одновибратора при длительности импульсов, близкой к величине периода. Напряжение вспомогательного источника U_п2 должно быть не менее U_п1.

Другая схема МДИ интегрирующего типа приведена на рис. 17.13, а. Эпюры напряжений в точках схемы МДИ, обозначенных цифрами 1, 2 и 3, приведены на рис. 17.13, б. На время действия синхроимпульса положительной полярности, длительность которого t_c обычно выбирается не более 0,05 T, транзисторVT₁ переходит в насыщенное состояние и конденсатор С­₁, через резистор R₃, диод VD₁ и переход база — эмиттер транзистора VT₃ заряжается до напряжения U_п – (U_пр + U_БЭ).

Рисунок 17.13 - Схема модулятора длительности импульсов: а — интегрирующего типа с разрядным транзистором; б — эпюры напряжений в точках 1 — 3 схемы

 

После окончания синхроимпульса транзисторы VT₁, VT₃и VT₄запираются и начинается процесс формирования импульса. Конденсатор С₁ разряжается до напряжения, при котором открываются транзисторы VТ₃ и VТ₄ и процесс формирования импульса заканчивается.Конденсатор C₂ = 0,1C₁ускоряет процесс отпирания транзисторовVT₃и VТ₄. Максимальная длительностьимпульсов достигается при закрытом транзисторе VТ₂

(17.29)

Сопротивление резистораR₅ необходимо выбирать из условияR₅≥ 5R₂,а R₃≤ 1,5h_{21э min}R₆, где h_{21э min} -коэффициент передачи транзистора VT₃.

Минимальная длительность импульсов

(17.30)

Максимальный коэффициент заполнения импульсов

(17.31)

Модуляторы интегрирующего типа следует применять в тех случаях, когда необходимо реализовать высокие фильтрующие свойства стабилизирующего транзисторного преобразователя, а длительность импульсов на выходе МДИ не требуется уменьшать до нуля.

Модуляторы длительности импульсов с управлением по амплитудному напряжению выполняются с применением генератора пилообразного напряжения (ГПН) и нуль-органа.

На рис. 17.14, а приведена такая схема МДИ, а на рис. 17.14, б—д — эпюры напряжений в ней. Здесь в качестве нуль-органа используется операционный усилитель DA. В ГПН входят конденсатор С₁, выпрямитель В и резистор R_p. При прямоугольной форме напряжения U_вх на резисторе R_p выделяется пилообразное напряжение (рис. 17.14, в), среднее значение которого равно амплитуде напряжения на обмотке w₂. Если нелинейность выходного напряжения также не должна превышать 10%, то двойная амплитуда пилообразного напряжения также не должна превышать 10% амплитуды импульсов на обмотке w₂, а величина должна быть не менее 5Т_и. Частота повторения треугольных импульсов на выходе ГПН в 2 раза превышает частоту следования импульсов на обмотке w₂. Двойная амплитуда импульсов на выходе ГПН при R_рС₁ ≥ 5Т_исвязана с амплитудой импульсов на обмотке w₂ соотношением

(17.32)

Рисунок 17.14 - Модулятор длительности импульсов: а— схема с генератором несимметричного пилообразного напряжения; б—д — эпюры напряжений

 

На рис. 17.15, а приведена схема ГПН, которая обеспечивает на выходе симметричное пилообразное напряжение (рис. 17.15, в), среднее значение которого при симметричном прямоугольном входном напряжении равно нулю. Для обеспечения нелинейности пилообразного напряжения, не превышающего 10%, необходимо, чтобы R_рС₁ ≥ 5Т_и. При этом двойная амплитуда выходного напряжения может быть определена по формуле (17.32). Частота следования симметричных треугольных импульсов на выходе МДИ равна частоте входного напряжения. В схемах МДИ на рис. 17.14 и 17.15 коэффициент заполнения управляющих импульсов может изменяться от 0 до 1.

Рисунок 17.15 - Модулятор длительности импульсов: а — схема с генератором симметричного пилообразного напряжения; б—г — эпюры напряжений

 

При выборе схемы МДИ следует исходить из того, что если требуется получить коэффициент стабилизации ИПБВ, не превышающий 30, то можно использовать как интегрирующий МДИ, так и модулятор с управлением по амплитудному напряжению. При необходимости обеспечить коэффициент стабилизации более 30 следует применять МДИ интегрирующего типа.

Базовые цепи силовых транзисторов играют определяющую роль в формировании траектории рабочей точки транзисторов УМ, от которой зависят динамические потери мощности.

Схема базовой цепи на рис. 17.16, а [74] используется в мощных ИПБВ с мостовым или полумостовым усилителем. Эпюры напряжений в базовой цепи одного транзистора УМ приведены на рис. 17.16,б—г. Для управления транзисторами УМ используют два трансформатора (VT₁ и VТ₂), обмотки которых (w₂₁ и w₂₂) соединяют через диоды VD₁ и VD₂ параллельно. Длительность открывающих импульсов равна времени перекрытия положительных полуволн прямоугольного напряжения U’_вх1 и U’_вх2. Изменяявремя перекрытия положительных импульсов напряжения U’_вх1 и U’_вх2, можно изменять длительность открывающих импульсов и обеспечить тем самым широтно-импульсную модуляцию. При формировании управляющего напряжения для другого транзистора из напряжений, сдвинутых по времени относительно U’_вх1 и U’_вх2 соответственно на половину периода, образуется последовательность управляющих импульсов, сдвинутых на половину периода относительно последовательности управляющих импульсов, образованной из U’_вх1 и U’_вх2.

Рисунок 17.16 - Схема базовой цепи транзисторов мостовых и полумостовых усилителей мощности

 

Из эпюр на рис. 17.16, б и в видно, что по окончании положительного импульса U_вх2 следует отрицательный перепад управляющего напряжения U_БЭ(рис. 17.16, г), который используется для форсированного запирания транзисторов УМ.

Минимальное значение запирающего напряжения равно (U’_вх1,2 – U_Пр), а максимальное (U’_вх1 + U’_вх2). Амплитуды импульсов U’_вх1 и U’_вх2выбираются, как правило, равными, причем сумма напряжений (U’_вх1 + U’_вх2) не должна превышать 0,7U_БЭmax.

Минимальный ток базы

(17.33)

Сопротивление резистора R₂ выбирается из условия

(17.34)

А емкость форсирующего конденсатора

(17.35)

На рис. 17.17, а приведена схема базовой цепи транзисторов УМ рассчитанных на выходную мощность 70- 200 Вт.

Рисунок 17.17 - Схема базовой цени транзисторов мощных однотактных усилителей

 

Эпюры напряжений в схеме приведены на рис. 17.17, б, в. Входное напряжение базовой цепи U_вх формируется в однотактной схеме управления, которая должна обеспечивать протекание форсирующего запирающего тока на начальном участке отрицательной полуволны управляющего напряжения.

Диод VD₁ служит для подключения перехода база — эмиттер транзистора УМ непосредственно ко вторичной обмотке трансформатора TV при отрицательной полуволне управляющего напряжения. Амплитуду импульса положительной полярности (отпирающего импульса) на входе схемы базовой цепи U’_вх выбирают в пределах (3,5—5) В, а амплитуду запирающих импульсов — в пределах (0,5—0,71)U_{ЭБ max}. Емкость форсирующего конденсатора С₁ рассчитывается по формуле (17.35). Амплитуда импульсов запирающего тока в этой схеме также определяется экспериментально. Для ограничения запирающего тока последовательно с диодом VD₁ включают резистор.

На рис. 17.18, а приведена схема базовой цепи для мостовых и полумостовых УМ, рассчитанных на выходную мощность 70- 200 Вт; эпюры напряжений в ней приведены на рис. 17.18. б, в. При поступлении на вход импульса положительной полярности (рис 17.18, б) транзистор VТ₂ закрывается, поскольку сопротивления резисторов R₃ и R₄ выбираются такими, чтобы напряжение эмиттер — база VT₂ было близко к нулю. При уменьшении напряжения U_вх до нуля транзистор VT₂ открывается под действием напряжения на резисторе R₄, который подключен к дополнительному источнику отрицательного напряжения, выполненному на диоде VD₁, и конденсаторе С₂.

Рисунок 17.18 - Схема базовой цепи транзисторов мостовых и полумостовых усилителей мощностью 70—200 Вт

 

Это обеспечивает форсированное запирание транзистора VT₁. Коллекторный ток транзистора VT₂, являющийся запирающим током для транзистора VT₁ (при R₄ = 10R₂ и значении h_21э транзистора VT₂, равном 15) достигает в первый момент временизначения, примерно равного значению отпирающего тока транзистора VT₁. На время действия на входе схемы отрицательных импульсов конденсатор С₂ заряжается до напряжения, примерно равного (U’_вх — U_пр). Емкость конденсатора С₂ рассчитывается по формуле

(17.36)

Для надежно

⇐ Предыдущая12345

Поделиться:

Воспользуйтесь поиском по сайту: