Усилители с цифровым формированием огибающей

Рассмотренные методы уменьшения искажений, возникающих в ТУМ в процессе усиления сигналов с изменяющейся амплитудой, в лучшем случае позволяют лишь сохранить энергетические показатели усилительного тракта. Численные значения этих показателей, и в первую очередь КПД, определяются необходимостью работы генераторных приборов (ГП) в граничном режиме с углом отсечки, близким к .

Существенное увеличение КПД позволяет получить использование ключевых режимов работы ГП. Существующие в настоящее время мощные полевые транзисторы и транзисторные сборки [16] позволяют реализовать ключевой режим вплоть до частот в единицы мегагерц. Однако в этом режиме амплитуда выходного сигнала определяется напряжением питания выходного электрода ГП, а не амплитудой напряжения возбуждения, что исключает возможность усиления сигналов с изменяющейся амплитудой.

Преодолеть отмеченное противоречие позволяет осуществление амплитудной модуляции непосредственно в ТУМ, ГП которого работают в ключевом режиме, одним из следующих методов. При использовании первого метода необходимо в соответствии с модулирующим сигналом изменять напряжение питания выходных электродов ГП, а второго – число ГП, мощности которых суммируются в общей нагрузке.

Рассмотрим возможные технические решения, позволяющие реализовать каждый указанный метод применительно к транзисторным передатчикам большой мощности, в которых ТУМ строится на основе суммирования мощностей отдельных ГП или базовых усилительных модулей (БМ).

Использование первого метода подразумевает, что мощности, отдаваемые каждым ГП или БМ, одинаковы. Поэтому при сложении их мощностей могут использоваться параллельное включение отдельных генераторов, их последовательное включение либо мостовые схемы суммирования, обеспечивающие взаимную электрическую развязку генераторов. В первом случае каждый генератор должен выступать в роли генератора тока, что существенно затрудняет его практическую реализацию.

Пример построения ТУМ на основе последовательного соединения БМ представлен на рис. 5.8 [8]. В качестве БМ использована мостовая схема ключевого генератора. Фазовые соотношения между напряжениями возбуждения транзисторов, указанные на рис. 5.8, обеспечивают поочередный переход транзисторов , и , в область насыщения. Сказанное позволяет представить БМ в виде идеального генератора напряжения двухполярных импульсов типа меандр с амплитудой 2 и выходным сопротивлением 2 . Здесь – сопротивление транзистора в области насыщения, – крутизна линии граничного режима.

Трансформатор в каждом из аналогичных БМ используется для включения их в общий контур суммирования мощностей (штриховая линия в общем контуре). Напряжение на обмотках каждого трансформатора БМ содержит только нечетные гармоники частоты входного сигнала, а ток стока транзисторов имеет форму косинусоидального импульса с амплитудой и углом отсечки = , что обеспечивается включением последовательно с нагрузкой последовательного контура , настроенного на частоту входного сигнала (несущую частоту). Поскольку общими в токе стока и напряжении на стоке каждого транзистора будут только первые гармоники и постоянные составляющие, в БМ происходит эффективное преобразование мощности, потребляемой от источника питания, в мощность выходного сигнала.

Для обеспечения работы в диапазоне частот последовательный контур следует заменить полосовым фильтром или ФНЧ. При этом фильтр обязательно должен начинаться с последовательной индуктивности, так как только в этом случае входное сопротивление фильтра будет большим для высших гармоник.

Энергетические показатели рассматриваемого устройства описываются следующими соотношениями, полученными в предположении, что заданы напряжение источника питания выходных электродов ГП и значение сопротивления нагрузки , а коэффициенты трансформации каждого трансформатора . Попутно отметим, что в число исходных данных можно ввести и амплитуду импульсов тока транзисторов . При этом станет параметром, определяемым в процессе расчета.

Амплитуда напряжения на нагрузке

, (5.15)

где = = – амплитуда тока в нагрузке; – коэффициент первой гармоники для прямоугольного импульса; – число БМ.

Выходная мощность .

Потребляемая мощность от источника питания , где – коэффициент постоянной составляющей для косинусоидального импульса.

КПД

. (5.16)

Анализ соотношений (5.15) и (5.16) показывает, что в ТУМ, ГП которого работают в ключевом режиме, изменяя напряжение , можно осуществить линейную амплитудную модуляцию с высоким КПД, не зависящим от режима модуляции. При этом в качестве источника модулирующего сигнала должен использоваться мощный усилитель звуковой частоты (МУЗЧ). Сопротивлением нагрузки МУЗЧ, которое определяется соотношением и также не зависит от режима модуляции, служит цепь питания стоков транзисторов ТУМ, в которой протекает ток , равный сумме постоянных составляющих токов в цепи питания стоков каждого БМ. Сказанное подтверждает возможность реализации первого метода.

В современных МУЗЧ с целью повышения КПД ГП работают в ключевом режиме при широтно-импульсной модуляции напряжения возбуждения. В этом случае длительность тактовых импульсов должна быть пропорциональна мгновенному значению модулирующего сигнала. Тактовая частота (частота импульсов возбуждения) обычно составляет 50…80 кГц, что в 5…8 раз выше максимальной частоты в спектре модулирующего сигнала [17]. На выходе МУЗЧ включается ФНЧ с граничной частотой , выбранной из условия ≤ << . При уровне выходной мощности в десятки и сотни киловатт построение МУЗЧ связано с известными трудностями [17].

В связи с этим весьма перспективным оказывается построение МУЗЧ на основе сложения мощностей отдельных БМ, число которых с помощью устройства управления УУ изменяется пропорционально мгновенному значению модулирующего сигнала. Возможность практического использования подобного метода в значительной степени определяется сложностью технической реализации УУ. Существенно упростить процесс коммутации позволяет построение МУЗЧ на основе последовательного включения БМ в общий контур с помощью трансформаторов так, как это сделано на структурной схеме рис. 5.8. При этом в качестве БМ целесообразно использовать представленную на этом рисунке мостовую схему, позволяющую подключать или отключать БМ путем соответствующей коммутации фаз напряжений возбуждения его транзисторов.

Так, при фазовых соотношениях, указанных на рис. 5.8, между напряжениями возбуждения транзисторов … в первую половину периода входного воздействия в области насыщения находятся транзисторы и , а во вторую – и . При этом на первичной обмотке трансформатора создается двухполярный импульс напряжения. Если в рассматриваемой схеме фазу напряжения возбуждения транзисторов и изменить на , то в первый полупериод в области насыщения окажутся транзисторы и , а во второй – и . Таким образом, в течение всего периода первичная обмотка окажется закороченной сопротивлением 2 , а рассматриваемый БМ – исключенным из системы суммирования.

Структурная схема построения МУЗЧ, реализующая описанный принцип работы, представлена на рис. 5.9.

В аналого-цифровом преобразователе АЦП мгновенному значению входного сигнала МУЗЧ ставится в соответствие цифровой код, поступающий на коммутатор фазы КФ.

Верхняя частота в спектре модулирующего сигнала определяет частоту дискретизации > 2 . КФ в зависимости от мгновенного значения модулирующего сигнала (цифрового кода на выходе АЦП) подключает к суммирующему контуру необходимое число БМ. Таким образом, сигнал, поступающий на диодный мост , представляет собой последовательность двухполярных прямоугольных импульсов с изменяющейся амплитудой, следующих с тактовой частотой . Его огибающая является ступенчатой аппроксимацией сигнала на входе МУЗЧ и выделяется с помощью диодного моста и ФНЧ.

 

Сказанное позволяет считать, что в рассматриваемом МУЗЧ используется цифровой метод формирования огибающей. Необходимо отметить, что частота дискретизации должна быть в целое число раз меньше , что обеспечивает включение (выключение) каждого БМ на целое число периодов тактовой частоты. Синхронная работа всех блоков УУ требует при формировании сигналов с частотами и и сигналов управления в КФ использования единого высокостабильного опорного генератора.

На рис. 5.10 приведены нормированные к максимальному значению осциллограммы напряжения на входе и выходе МУЗЧ при коэффициенте модуляции , ( должно быть четным числом) и синусоидальном модулирующем напряжении. В режиме несущей частоты работает половина из общего числа БМ. В максимальном режиме – все , а в минимальном – все БМ отключены.

 

Ступенчатая аппроксимация приводит к появлению дополнительных спектральных составляющих в сигнале на выходе МУЗЧ. Так при входном испытательном синусоидальном модулирующем сигнале (см. 5.1) уровень -й гармоники в напряжении на выходе МУЗЧ ( – нечетное число) определяется соотношением

,

где – амплитуда выходного сигнала МУЗЧ; – половина времени (в электрических градусах) одновременной работы БМ (0 ≤ ≤ ). При выводе последнего соотношения учитывалось, что огибающая может быть представлена в виде суммы прямоугольных импульсов длительностью 2 с амплитудой (рис. 5.10).

Зависимости коэффициента -й гармоники при = 4, 8, 16, 32, 64 и = 3, 5, 7, 9 приведены на рис. 5.11, где расчетные точки, соответствующие = , условно соединены прямыми линиями. Приведенные зависимости позволяют при заданном определить необходимое число БМ. Так, при среднестатистическом коэффициенте модуляции и требовании ≤ -35…-40 дБ необходимо, чтобы при формировании огибающей число переключаемых БМ равнялось 8. Следовательно, общее количество БМ для обеспечения должно быть не менее 24.

Квантование мгновенных значений модулирующего сигнала служит также причиной появления в спектре огибающей побочных составляющих квазислучайного характера. Относительный уровень шума квантования можно оценить с помощью соотношения , вывод которого приведен в 2.2.

Логическим завершением рассмотренного первого метода цифрового формирования огибающей является второй метод, предполагающий при постоянстве питающего напряжения в соответствии с модулирующим сигналом изменять число одновременно работающих в ТУМ базовых модулей. Одна из возможных структурных схем, реализующих второй метод, в значительной части совпадает со схемой, представленной на рис. 5.9. Основное отличие заключается в том, что в данном случае диодный мост и ФНЧ следует заменить на последовательный резонансный контур так, как это сделано в схеме на рис. 5.8. Резонансная частота этого контура равна тактовой частоте, совпадающей с несущей частотой.

Следует отметить, что существенное повышение тактовой частоты ужесточает требования к быстродействию элементов, входящих в состав УУ, и синхронности их работы. Кроме того, при отсутствии ФНЧ фильтрация высших гармоник огибающей обеспечивается только последовательным контуром, что может потребовать увеличения числа уровней квантования (числа БМ). Требуемое количество БМ резко возрастает и с увеличением необходимой мощности формируемого радиосигнала.

Высокое значение тактовой частоты и большое число БМ заставляет рассматривать контур суммирования как многозвенную линию передачи, образованную индуктивностями рассеяния и емкостями трансформаторов . В первом приближении напряжения, созданные каждым БМ, суммируются в с фазовым сдвигом, определяемым положением базового модуля относительно нагрузки. Если фазовый сдвиг на одно звено равен , то при последовательном включении друг за другом БМ напряжение на нагрузке возрастет до

.

Из последнего соотношения следует, что статическая модуляционная характеристика такого усилителя станет ступенчатой аппрксимацией не прямой, а синусоиды, что приведет к дополнительному росту искажений огибающей. Кроме того, изменение амплитуды выходного сигнала будет сопровождаться паразитной фазовой модуляцией. В определенной степени ослабить отрицательное влияние паразитных параметров трансформаторов позволяет оптимальный выбор порядка включения и выключения БМ, что связано с существенным усложнением КФ.

Однако отмеченные недостатки рассмотренного метода цифрового формирования огибающей путем изменения числа одновременно работающих БМ в ТУМ не исключили возможности его использования при разработке радиовещательных передатчиков средневолнового диапазона с выходной мощностью 10, 25 и 50 кВт [18]. Более того он может быть с успехом применен и при построении радиопередатчиков систем связи на ОБП.

В этом случае целесообразно воспользоваться «синтетическим» методом (методом Кана), основанном на возможности представления однополосного сигнала в виде сигнала с комбинированной амплитудной и частотной (фазовой) модуляцией (см. 1.4) .

Суть метода Кана заключается в первоначальном формировании радиосигнала на ОБП на малом уровне мощности простейшим, например фильтровым, методом. Затем полученный сигнал поступает на два канала. В одном канале с помощью амплитудного детектора выделяется напряжение, пропорциональное . В другом, используя ограничитель амплитуды и частотный детектор, – напряжение, пропорциональное .

Первое напряжение поступает на вход АЦП, выходной сигнал которого управляет числом БМ, подключаемых к суммирующему контуру (см. рис. 5.9). Напряжение на выходе второго канала используется для частотной модуляции тактовой частоты , равной в данном случае несущей частоте.

Основная сложность реализации рассмотренного метода связана с необходимостью обеспечения равенства фазовых задержек в каналах, осуществляющих амплитудную и частотную модуляции.

Контрольные вопросы и задания

⇐ Предыдущая891011121314151617

Поделиться:

Воспользуйтесь поиском по сайту: