Цифровые синтезаторы с ФАП

 

При построении активных ССЧ широко используются методы, основанные на применении кольца ФАП. С помощью устройств с ФАП можно осуществить алгебраическое суммирование частот ряда колебаний, деление и умножение частоты.

Цифровые синтезаторы с ФАП (PLL – phase locked loop) могут быть использованы в диапазоне частот вплоть до 10 ГГц, обеспечивая низкий уровень побочных спектральных составляющих. К их недостаткам относятся сложность настройки, возможность генерации сигналов, частота которых не соответствует установленному значению. Уменьшение шага сетки частот, как правило, требует существенного усложнения схемы, поскольку сопряжено с увеличением инерционности системы. Весьма ограничены и возможности формирования сигналов с различными видами модуляции в тракте синтезатора.

Структурная схема простейшей системы активного синтеза с ФАП представлена на рис. 2.7. Источником выходных колебаний в схеме является генератор G, плавно перестраиваемый с помощью реактивного элемента РЭ, включенного в его колебательную систему. В качестве РЭ обычно используются ма-

трицы из встречно-включенных варикапов, емкость которых изменяется под действием управляющего напряжения, подаваемого на него с выхода импульсно-фазового детектора ИФД через фильтр нижних частот ФНЧ и усилитель постоянного тока УПТ. Совокупность генератора и РЭ образует генератор, управляемый напряжением ГУН. Методы и схемы построения основных узлов цифровых ССЧ с ФАП изложены в 3.

В ИФД происходит сравнение моментов прихода импульсов, поступающих с выхода эталонного генератора ЭГ и имеющих частоту следования , и импульсов, сформированных из выходного сигнала ГУН и прошедших через делитель частоты с переменным коэффициентом деления ДПКД, т. е. и .

Эталонный генератор обычно выполняется в виде каскадного соединения опорного кварцевого генератора и делителя с фиксированным коэффициентом деления. Поскольку выходные сигналы ОКГ и ГУН близки к моногармоническим, они перед подачей на вход соответствующих делителей частоты должны быть преобразованы в последовательности коротких импульсов. В связи с тем что формирователи импульсов не изменяют алгоритм частотообразования, в приводимых структурных схемах они не обозначены как самостоятельные узлы.

В рассматриваемом синтезаторе возможен стационарный синхронный режим, при котором между моментами прихода импульсов на входы ИФД устанавливается постоянный временной сдвиг, а их частоты оказываются равными, т. е.

, (2.11)

где – частота сигнала на выходе синтезатора; – текущее значение коэффициента деления ДПКД.

Представив соотношение (2.11) в виде , нетрудно заметить, что подобный синтезатор является умножителем частоты , а изменяя , можно получать дискретные значения с шагом .

В том случае, когда равенство (2.11) не выполнено (режим биений), на выходе ИФД возникает переменное напряжение, так изменяющее емкость варикапа, а следовательно, резонансную частоту колебательной системы ГУН и частоту его генерации, чтобы переменная составляющая текущей разности моментов прихода импульсов уменьшалась, стремясь к нулю, а постоянная составляющая стремилась к величине, соответствующей стационарному режиму.

Для анализа особенностей работы ССЧ с ФАП и, в первую очередь, фильтрующих свойств кольца ФАП удобно первоначально представить ССЧ как систему с обратной связью с непрерывным регулированием. При этом может быть использована схема рис. 2.7 с той лишь разницей, что вместо ИФД следует включить ФД, сигнал на выходе которого будет пропорционален разности фаз сигналов на его входах, и заменить цифровой ДПКД на аналоговый.

С учетом сказанного, коэффициент передачи между двумя любыми точками схемы определяется соотношением: , где и – коэффициенты передачи между интересующими точками схемы при замкнутой и разомкнутой петле обратной связи соответственно; – полный коэффициент передачи по обходу разомкнутой петли. Коэффициент передачи разомкнутого кольца ФАП, во многом определяющий свойства синтезатора, для рассматриваемой схемы [2]

,

где – крутизна характеристики ИФД, описываемой функцией вида ; – напряжение на выходе ИФД, а – его максимальное значение; ; и – фазовый угол между сигналами на входах ИФД и круговая частота его изменения соответственно; = – коэффициент передачи каскадно соединенных УПТ и ФНЧ; – значение на постоянном токе; = ; – крутизна регулировочной характеристики ГУН; – управляющее напряжение, поступающее с ФНЧ на вход ГУН; – коэффициент передачи автогенератора в ГУН.

Для этого случая в [2] были получены следующие соотношения для ко-

эффициентов передачи фазовых шумов ГУН – и эталонного генератора и делителя ДПКД –

; (2.12)

. (2.13)

Анализ (2.12) и (2.13) показывает, что низкочастотные составляющие фазовых шумов сигнала на выходе ГУН подавляются кольцом ФАП тем эффективнее, чем ниже (при , ). С повышением частоты возрастает, стремясь к единице. Что же касается , то его изменения в диапазоне частот оказываются прямо противоположными. Максимальное значение , равное , будет наблюдаться при , а с ростом частоты будет уменьшаться, т. е. низкочастотные составляющие фазовых шумов сигналов на входах ИФД усиливаются кольцом ФАП в раз.

Таким образом, в выходном сигнале синтезатора с кольцом ФАП в режиме синхронизации эффективно подавляются те побочные составляющие, возникающие в ГУН, частоты которых близки к требуемому значению синтезируемой частоты = , а удаленные от нее беспрепятственно проходят на выход. Зато вблизи появляются спектральные составляющие, обусловленные нестабильностью частоты сигналов, поступающих с эталонного генератора, и фазовым шумом ДПКД, тогда как при больших отстройках от эти составляющие будут подавлены.

Коррекция частотных характеристик кольца ФАП, позволяющая получить требуемое подавление фазовых шумов ГУН, ЭГ и ДПКД и побочных составляющих (в том числе и обусловленных прохождением сигнала с выхода ОКГ на вход ГУН) во всей области частот вблизи , осуществляется с помощью выбора соответствующей частотной характеристики . Подчеркнем, что фазовые шумы ГУН эффективно подавляются в окрестности только в пределах полосы пропускания ФНЧ.

Ширина полосы удержания (синхронизма) , в пределах которой автоматически сохраняется условие синхронизма при квазистатической отстройке ГУН, определяется максимальным изменением частоты ГУН под воздействием управляющего напряжения. Полоса захвата не превышает полосу удержания и в значительной степени определяется характеристиками ФНЧ. Напомним, что полосой захвата называется значение начальной отстройки, при которой возникает переход от режима биений к режиму синхронизации.

Помимо подавления побочных составляющих ФНЧ и УПТ должны обеспечить устойчивость ССЧ. Для этого необходимо, чтобы модуль коэффициента передачи разомкнутого кольца ФАП был меньше 1 в области частот , где абсолютное значение его аргумента больше .

Отмеченные свойства ССЧ с ФАП присущи и цифровым синтезаторам при условии, что длительность переходных процессов в последних существенно больше периода следования импульсов, поступающих с выхода ЭГ на один из входов ИФД. Докажем, что отмеченное условие в подавляющем большинстве случаев выполняется.

При рассмотрении процесса перехода с одной рабочей частоты ССЧ на другую с целью минимизации длительности переходного процесса будем считать, что в качестве ИФД используется детектор типа «выборка-запоминание», имеющий линейную проходную характеристику и практически постоянный уровень выходного сигнала в промежутке между импульсами, поступающими с выхода ДПКД (см. 3). Это позволяет исключить из схемы рис. 2.7 ФНЧ. Положим также, что УПТ отсутствует, перестройка ГУН происходит синхронно с изменением управляющего напряжения, а длительности опорных импульсов, формируемых ФИ, и импульсов, поступающих с выхода ДПКД, существенно меньше периода эталонного колебания.

Допустим, что текущий коэффициент деления ДПКД равнялся и, следовательно, круговая частота сигнала на выходе ГУН была равной , где – напряжение на выходе фазового детектора; – напряжение подставки, определяющее значение частоты сигнала на выходе ГУН при = 0. Пусть сразу же после прихода очередного импульса с выхода ДПКД коэффициент деления последнего будет изменен и станет равным . При этом частота сигнала на выходе ГУН останется прежней и равной до тех пор, пока на ИФД не поступит следующий импульс с выхода ДПКД. После этого частота сигнала на выходе ГУН изменится и примет значение:

.

Следующий импульс, поступивший на вход ФД с выхода ДПКД, приведет к новому изменению частоты выходного колебания ГУН:

.

Повторяя аналогичные рассуждения, нетрудно показать, что после прихода -го импульса частота сигнала на выходе ГУН достигнет значения

.

Оставшаяся ошибка в значении частоты выходного сигнала после прихода -го импульса с выхода ДПКД будет равна

, (2.14)

где .

Анализ последнего соотношения показывает, что с приходом каждого -го импульса величина ошибки изменяется в раз. При этом, если , процесс установления частоты носит апериодический характер, а при – колебательный. При сходимость процесса установления частоты нарушается, что говорит о нарушении условия устойчивости в петле ФАП. Сказанное иллюстрируется графиками (рис. 2.8), где изображен процесс изменения частоты при переключении ДПКД.

Включение ФНЧ на выходе ИФД существенным образом влияет на форму управляющего напряжения, увеличивает длительность переходного

 

процесса и может привести к изменению характера процесса установления частоты.

Практически выходной сигнал любого ИФД, в том числе и типа «выборка-запоминание», содержит значительные спектральные составляющие с частотой сравнения и ее гармоник, приводящие к частотной модуляции напряжения на выходе ССЧ. Поэтому между ИФД и ГУН всегда включается ФНЧ, выполненный в виде RC -цепи, пропорционально-интегрирующего или более сложного RLC -фильтра с граничной частотой, существенно меньшей, чем (см. 3). Необходимо отметить, что в этом случае существенно усложняются вопросы, связанные с устойчивостью кольца ФАП, во многом определяемые АЧХ и ФЧХ ФНЧ.

Уменьшение и необходимое при этом снижение граничной частоты ФНЧ будут сопровождаться пропорциональным уменьшением полосы захвата и полосы частот, в которой эффективно подавляются шумы ГУН, и увеличением инерционности синтезатора, приводящей к увеличению времени перехода с одной рабочей частоты на другую.

Разрешение указанного противоречия возможно при таком построении синтезатора, которое допускает выбор эталонной частоты сравнения, существенно большей, чем частота шага сетки . Последнее можно реализовать следующими способами:

· включением на выходе ССЧ делителя с фиксированным коэффициентом деления ;

· включением вместо ДПКД делителя с дробно-переменным коэффициентом деления;

· включением между ОКГ и ИФД делителя с переменным коэффициентом деления, зависимым от значения частоты выходного сигнала синтезатора;

· использованием в одном ССЧ нескольких колец ФАП с одинаковыми или разными частотами сравнения, но всегда большими .

Применение первого способа позволяет в раз уменьшить , но во столько же раз уменьшается абсолютный диапазон перекрываемых частот и сами рабочие частоты синтезатора, что резко ограничивает возможности применения данного метода.

Для пояснения возможности реализации второго способа поступим следующим образом. Допустим, что >> и для получения требуемого значения частоты выходного сигнала в соответствие с (2.11) потребуется нецелочисленный коэффициент деления , где – целая часть коэффициента деления, а – его дробная часть. При рассмотрении простейших схем двухуровневых пассивных ССЧ было показано, что, чередуя коэффициенты деления и ( + 1), можно получить требуемый коэффициент деления только усреднением за циклов деления.

При этом сигнал на выходе синтезатора с таким делителем будет иметь нужную частоту, но с некоторым колебанием фазы, изменяющейся по периодическому закону с периодом . Следовательно, спектр его будет содержать побочные составляющие. Шаг формируемой сетки уменьшится до , но кратковременная нестабильность частоты возрастет. Эффект изменения коэффициента деления на единицу можно получить и при использовании поглотителя импульсов, который исключает (поглощает) один из импульсов на входе обычного ДПКД [4].

Как уже отмечалось, для уменьшения уровня дискретных спектральных составляющих с частотой, кратной целесообразно максимально равномерно чередовать коэффициенты деления () и на периоде . Кроме того, могут быть использованы различные варианты коррекции: псевдослучайное нарушение регулярности циклов переключения, применение управляемых линий задержки, сигма-дельта-корректоров и др. [3].

Использование микропроцессоров в трактах управления ССЧ позволяет реализовать отмеченный ранее метод повышения частоты сравнения, основанный на включении в CCЧ c ФАП двух делителей с переменными коэффициентами деления. Функциональная схема подобного синтезатора приведена на рис. 2.9.

 

 

При установке требуемого значения частоты выходного сигнала коэффициенты деления каждого из ДПКД выбираются так, чтобы отличалась от заданного на пренебрежимо малую величину , существенно меньшую, чем , а была значительно больше . Процесс выбора коэффициентов деления и заключается в следующем. Первоначально требуемое значение отношения коэффициентов на основе алгоритма Евклида представляется в виде конечной цепной дроби:

.

Попутно по мере определения с помощью рекуррентных соотношений

; ; ; ;

;

рассчитываются приближенные значения коэффициентов деления и () и находится отклонение частоты выходного сигнала ССЧ от номинального значения ). Расчеты заканчиваются при выполнении неравенства , где – допустимая погрешность номинального значения частоты выходного сигнала. После этого устанавливаются рассчитанные коэффициенты деления делителей.

Описанные вычислительные процедуры осуществляются счетно-реша-ющим устройством, выполненным на основе микропроцессора и управляющим коэффициентами деления и .

Относительный диапазон рабочих частот однокольцевых ССЧ с ФАП определяется полосой перестройки ГУН, лежащей в пределах от нескольких процентов до октавы. В то же время, во многих случаях коэффициент перекрытия диапазона синтезаторов КВ-УКВ-радиопередатчиков может составлять несколько декад. В подобной ситуации более предпочтительным может оказаться использование в одном ССЧ нескольких колец ФАП, что позволит не только обеспечить выполнение условия >> , но и получить результирующий >> 1 при коэффициентах перекрытия диапазона каждого из колец менее октавы.

В таких ССЧ существенное увеличение достигается за счет использования в алгоритме частотообразования не только операций деления и умножения, но и алгебраического сложения частот. Для этого в тракт ССЧ вводятся сумматоры частот (СЧ), представляющие собой каскадное соединение смесителя СМ и не перестраиваемого ПФ (рис. 2.10, а). Если на входы 1 и 2 смесителя поступают квазигармонические колебания с частотами и соответственно, то сигнал на его выходе в общем случае будет содержать комбинационные составляющие с частотами , где g и r – любые положительные целые числа, включая нуль. Попутно отметим, что интервал по частоте между комбинационными составляющими равен наибольшему общему делителю чисел, равных и . Амплитуды комбинационных составляющих быстро убывают с увеличением их порядка . ПФ, подключаемый к выходу СМ, выделяет комбинационную составляющую второго порядка с частотой или .

Для упрощения начертания структурных схем ССЧ в дальнейшем будем пользоваться условным обозначением сумматора частот в виде, представленном на рис. 2.10, б, где знаком «+» или «–» будем обозначать, какая из комбинационных составляющих выделяется ПФ.

 

 

Все комбинационные составляющие, у которых , должны быть подавлены ПФ. Однако если частоты и могут изменяться в некотором диапазоне возможных значений, ряд комбинационных составляющих, у которых , также может попасть в полосу пропускания ПФ и не будет отфильтрован. Тем не менее, при определенном выборе значений частот и можно добиться того, чтобы в полосу пропускания ПФ помимо полезной комбинационной составляющей второго порядка попадали лишь комбинационные составляющие порядка выше , амплитуды которых пренебрежимо малы [11]. Обычно достаточно, чтобы = 6.

Так, если < и на выходе СЧ должна быть выделена суммарная частота, то необходимо выполнить условие

.

При выделении разностной частоты и должны удовлетворять неравенству

1 > .

Однако диапазон изменения разностной частоты не должен превышать октавы. В противном случае следует использовать систему коммутируемых фильтров.

Примером реализации ССЧ с несколькими кольцами ФАП является структурная схема синтезатора, представленная на рис. 2.11. Поскольку ССЧ с кольцом ФАП является умножителем частоты , на схеме рис. 2.11 каждое из колец, выполненное по схеме рис. 2.7, представлено в виде умножителя с переменным коэффициентом умножения. Кроме того, в состав синтезатора включены делители частоты на 10 и СЧ.

 

 

Учитывая операции над частотами, осуществляемые в каждом из блоков ССЧ, для частоты сигнала на выходе синтезатора нетрудно получить

,

где – коэффициенты деления делителей с переменными коэффициентами деления в каждом из колец ФАП. Если при этом коэффициенты удовлетворяют соотношениям: ; ; ; ; и + + ,

где = 1, 2, …, 9; и – максимальное и минимальное значения коэффициента деления в i -м кольце ФАП, то

. (2.15)

Как это следует из (2.15), в рассматриваемом ССЧ при Гц ( – целое число) может быть реализован декадный принцип синтеза и установки частоты, а шаг сетки частот . Попутно отметим, что дальнейшее уменьшение может быть получено включением секции, аналогичной второй, между первой и второй (либо между второй и третьей) секциями (декадами). Каждая из дополнительно включаемых декад будет уменьшать в 10 раз и в 10 раз увеличивать число частот в сетке.

⇐ Предыдущая3456789101112Следующая ⇒

Поделиться:

Воспользуйтесь поиском по сайту: