Основные положения, выносимые на защиту 1 глава

1. Метод а налитического моделирования усилительных трактов приемопередатчиков, содержащих безынерционные НЭ (усилители, преобразователи частоты, усилители-ограничители и др.), отличающийся тем, что

ПХ НЭ аппроксимируются комбинированными функциями, включающими в себя в общем случае степенные, показательные и тригонометрические функции, что позволяет при относительной простоте аппроксимирующего аналитического выражения и при неограниченно большом количестве входных узкополосных воздействий получить компактные формулы для расчета амплитуд (а в общем случае и фаз) гармоник и интермодуляционных составляющих сколь угодно высоких порядков, являющихся компонентами спектра сигнала на выходе УТ [102, 109, 110, 113, 173, 176, 194, 195, 199, 204, 205, 282 ].

2. Методы а налитического моделирования цифровых РПУ, отличающиеся тем, что характеристики квантователей, являющихся неотъемлемыми элементами АЦП, представляются комбинированными функциями. Разработанные методы позволяют аналитическим путем получать все основные характеристики цифровых РПУ и определять интермодуляционные составляющие спектра на выходе ЦАП РПУ при неограниченном числе воздействий на вход АЦП [92, 94, 175, 232, 233, 282 ].

3. Методы имитационно-аналитического моделирования сравнительных трассовых испытаний РПУ с ограниченным динамическим диапазоном и цифровых РПУ, которые позволяют оценить влияние отдельных характеристик РПУ на надежность передачи сообщений (на КИД) в условиях замираний сигнала и в присутствии сколь угодно большого числа сосредоточенных по спектру помех от посторонних радиостанций, попадающих в полосу пропускания ФПИ РПУ [4-6, 92, 101, 128-131, 147, 172, 173, 196, 197, 198, 199, 200, 201].

4. Методы имитационно-аналитического моделирования одномерных дискретных КС без краевых искажений и с краевыми искажениями и КС с континуальным выходом после ФНЧ демодулятора, которые отличаются от известных тем, что при имитации входных воздействий на декодеры, регенераторы, устройства оценки качества принимаемого сообщения, устройства сложения сигналов, устройства адаптации к условиям связи и т. д. учитываются все основные факторы, влияющие на надежность передачи сообщений, а именно, многолучевая структура сигнала, приводящая к появлению “вставок” и “выпадений” элементов

сообщения при замираниях отдельных лучей, сдваивание ошибок при передаче сообщений методом ОФТ, наличие дроблений элементов сообщения при малых значениях отношения сигнал/помеха и т. д.. [111, 112, 172, 174, 175, 187, 188, 189, 190-192, 193, 202, 218, 221, 243, 275].

5. Метод имитационного компьютерного моделирования двухмерного непрерывного КС, позволяющий сформировать сигналы, адекватные сигналам на входе устройства цифровой обработки РПУ с учетом всех основных мешающих факторов (многолучевости КВ КС, всевозможных аддитивных помех, нелинейности ПХ УТ РПУ) [48, 172, 174, 175 ], а при моделировании устройств цифровой обработки сигналов позволяет получить практически полную адекватность их программной реализации.

6. Метод имитационного компьютерного моделирования электромагнитного поля в точке приема многолучевых сигналов (пространственно-временная (ПВ) модель КС), позволяющий создать ПВ модель трехмерного сигнала в точке его приема с учетом тонкой структуры многолучевого КС и горизонтальных и вертикальных углов прихода индивидуальных лучей, а также с учетом характера поляризации электромагнитной волны в каждом отдельно взятом луче [ 172, 174, 175, 216, 218].

7. Метод наклонного зондирования ионосферы широкополосными сигналами, отличающийся возможностью исследования тонкой структуры КВ КС с одновременной регистрации общей огибающей импульсной реакции КВ КС и значений комплексных коэффициентов передачи отдельных лучей КВ канала связи как функций времени.

8. Метод физического моделирования трассовых испытаний КВ систем связи, в котором используются специально излучаемые сигналы или гармонические сигналы от посторонних источников, например, станций точного времени, отличающийся скрытностью проводимых исследований, экономичностью, позволяющий сокращать сроки трассовых испытаний и проверять достоверность результатов предварительного компьютерного моделирования [20, 115,239].

9. Основы построения высоконадежных КВ КС для сети мобильной автоматической радиосвязи со свободным доступом пользователей [47, 103, 104-107, 159-162, 169, 170, 171, 177-186, 193, 215, 251-255, 282 ], научно обоснованные с использованием разработанных методов математического и физического моделирования.

Перечисленные положения, выносимые на защиту, в совокупности решают важную научную проблему проектирования высоконадежных, а при необходимости и скрытных, каналов декаметровой радиосвязи, обеспечивающих передачу сообщений в сложных условиях многолучевого распространения радиоволн и при наличии большого числа сосредоточенных по спектру помех, попадающих в полосу пропускания ФПИ РПУ. Они дают возможность с минимальными материальными затратами за короткое время научно обосновать наиболее рациональные новые технические решения, позволяющие обеспечить предельно достижимые уровни надежности передачи сообщений по КВ КС.

Решение всех вышеперечисленных задач имеет важное значение для развития экономики и повышения обороноспособности страны, что удовлетворяет основным требованиям ВАК к докторским диссертациям.

Краткое содержание работы

Наиболее полно аналитические математические модели декаметровых линейных КС описаны В.И. Коржиком, Л.М. Финком и К.Н. Щелкуновым [79]. Полученные авторами этой книги результаты ценны тем, что определяют потенциально достижимые границы помехоустойчивости для широкого круга сигналов, которые используются на практике. Однако данные модели, в отличие от разработанных автором диссертации, не учитывают нелинейных явлений, происходящих в УТ РПУ в присутствии множества станционных помех, и, в отличие от динамических моделей, имитирующих трассовые испытания, не способны дать оценку коэффициента исправного действия (КИД) канала связи в зависимости от выбранных характеристик аппаратных средств в условиях,

максимально приближенных к реальным (в условиях многолучевости и в присутствии большого числа аддитивных помех).

В отличие от известных имитационных моделей КС, например, описанных Ю.Г. Полляком и В.А. Филимоновым [135], в разработанных автором диссертации двухмерных имитационных моделях в индивидуальных сеансах связи при заданном динамическом диапазоне РПУ (с гладкой, а не только кусочно-линейной ПХ) одновременно учитываются как мультипликативные (линейного и нелинейного происхождения), так и аддитивные (станционные, попадающие непосредственно в ФОИ и интермодуляционные, появляющиеся за счет ограниченности динамического диапазона УТ РПУ) помехи. При этом в разработанной в диссертации имитационной модели используется более универсальная семипараметрическая (а не только четырехпараметрическая) модель среды распространения каждого индивидуального луча.

Модели ПВ каналов, описанные Д.Д. Кловским, В.Я. Конторовичем и С.М. Широковым [67], являются феноменологическими. ПВ модель КС, описанная Н.Е. Кирилловым [66], не учитывает углы падения лучей, что ограничивает возможности ее использования. В отличие от указанных моделей, предложенная автором ПВ модель трехмерного КС учитывает структуру сигнала в любой точке пространства на приемной стороне и позволяет исследовать зависимость характеристик напряженности электромагнитного поля как от азимутальных углов прихода, так и от углов падения отдельных лучей сигнала, а также от характера поляризации электромагнитной волны в каждом отдельно взятом луче.

Разработанная автором физическая модель КВ КС для проведения скрытных испытаний СС использует или специально излучаемые не манипулированные несущие, или посторонние гармонические сигналы, принятые из эфира. Эта модель не имеет аналогов и защищена авторским свидетельством на изобретение [284]. Важным является также то, что она, с одной стороны, позволяет сократить сроки натурных трассовых испытаний, а, с другой стороны, дает возможность оценить достоверность и адекватность результатов, которые получены с помощью математических моделей.

Отличительной особенностью всех разработанных автором диссертации методов моделирования декаметрового КС является то, что они целенаправлены на возможность имитации трассовых испытаний систем связи с учетом всех основных мешающих факторов (многолучевости, станционных помех, ограниченного динамического диапазона УТ РПУ и др.) с определением КИД КС и оценкой энергетического выигрыша-проигрыша одних систем связи по отношению к другим, например, базовым.

Блок-схема декаметрового КС, изображенная на рисунке 1, включает в себя среду распространения в совокупности с источниками помех и основные элементы трактов передающей и приемной аппаратуры, которая поясняет предназначение разработанных автором математических моделей для проектирования различных устройств, входящих в состав линии радиосвязи.

ИС

КУ

М

ТП

ФПИ

ТПр

ФОИ

Д

ФНЧ

ТР

РГ

ДКУ

ПС

ЛЗ

+

К1

КN

К2

ИШ

ИСП

ИИП

H

A

G

F

E

D

B

C

СР

ДМ

 

 

Рис. 1. Блок-схема декаметрового канала связи

 

На рисунке обозначено: ИС – источник сообщений; КУ – кодирующее устройство; М – модулятор сигнала; ТП – тракт передатчика; ФПИ – фильтр предварительной избирательности; ТПр – тракт приемника; ФОИ – фильтр основной избирательности; Д – детектор; ФНЧ – фильтр нижних частот; ТР – триггер; РГ – регенератор; ДКУ – декодирующее устройство; ПС – получатель сообщения; ДМ – демодулятор; ЛЗ – линия задержки; K _i – комплексный коэффициент передачи по частоте для i – го луча; ИШ – источник шума; ИСП – источник станционных помех;

ИИП – источник импульсных помех; СР – среда распространения сигнала; A, B, C, D, E, F, G, H – границы между функциональными элементами передающей и приемной аппаратуры канала связи.

Для проектирования кодеков необходима модель КС, включающая в себя все элементы тракта, содержащиеся между его сечениями AH (имитационно-аналитическая модель одномерного дискретного КС без краевых искажений). Проектирование синхронизаторов, регенераторов, устройств оценки качества принимаемого сообщения по краевым искажениям требует моделирования участка КС между сечениями AG (имитационно-аналитическая модель одномерного дискретного КС с краевыми искажениями). Проектирование устройств оценки качества по уровню континуального сигнала на выходе ФНЧ демодулятора нуждается в моделировании сечения AF (имитационно-аналитическая модель одномерного дискретно-непрерывного КС). Проектирование устройств цифровой обработки сигнала предполагает моделирование тракта на участке АЕ (имитационная модель двухмерного непрерывного КС). Для разработки антенно-фидерных устройств, компенсаторов станционных помех (пространственных фильтров) необходимы имитационные ПВ модели трехмерного непрерывного КС между сечениями AD или BD.

Все разработанные модели КВ КС позволяют проводить вычислительные эксперименты, имитируя отдельные сеансы связи, и дают возможность определять качество сообщений, принятых в этих сеансах. Отношение числа сообщений, принятых с удовлетворительным качеством, к общему числу переданных при различных условиях, так же как и при чисто натурных испытаниях, дает значение КИД КС. Исследование зависимости КИД КС от мощности передатчика позволяет при проведении как натурных сравнительных трассовых испытаний, так и при их имитационном моделировании, производить оценку энергетического выигрыша-проигрыша одной системы связи по отношению к другой. Достоверность результатов обеспечивается обязательным участием в сравнительных испытаниях уже хорошо известных базовых систем связи, результаты работы которых могут

прогнозироваться. Такого рода системами связи обычно являются системы с видами работ ЧТ-125, ОФТ-500 и т. п.

Первая глава диссертации посвящена рассмотрению разработанных автором диссертации методов имитационно-аналитического моделирования одномерных дискретных КС без краевых искажений и с краевыми искажениями, а также дискретно-непрерывных КС с выходом после ФНЧ, которые составляют п. 4 положений, выносимых на защиту. Содержание этой главы изложено в работах [111, 112, 172, 174, 175, 187, 188, 189, 190-192, 193, 202, 218, 221, 243, 275].

В главе дано краткое описание известных методов моделирования дискретных КС. Отличительной особенностью разработанных автором диссертации методов имитационно-аналитического моделирования дискретных КС по сравнению с известными является то, что все предложенные методы учитывают физическую структуру КС. Число различных состояний этих КС может быть сколь угодно велико, а значения параметров соседних состояний могут отличаться на сколь угодно малую величину и изменяться во времени по известным физическим законам.

Описан алгоритм формирования двухмерного семипараметрического (матожидания двух квадратурных процессов, их дисперсии, коэффициенты автокорреляции и коэффициент взаимной корреляции этих процессов) нормального марковского случайного процесса. Этот алгоритм может быть использован для получения широкого круга законов замираний сигнала, в том числе часто физически реализующихся в природе и широко используемых исследователями релеевского, райсовского и одностороннего усеченного нормального.

Описаны разработанные лично автором программы моделей дискретных КС для следующих частных случаев:

- модель однолучевого дискретного КС с замираниями и станционными помехами;

- имитационная модель трассовых испытаний КВ систем связи при работе на случайных частотах;

- имитационная модель трассовых испытаний КВ систем связи с приемом разнесенных сигналов;

- модель многолучевого дискретного КС с замираниями и станционными помехами;

- модель дискретного КС с краевыми искажениями и дроблениями.

Суть метода имитационно-аналитического моделирования однолучевого дискретного КС с замираниями сигнала и помех поясняется на рисунке 1.3.1.

Поток ошибок B(n) формируется последовательно во времени по алгоритму:

 

В(n) = ent[R(n) + P_ош (n)], (1)

 

где n - номер элемента, R(n) - случайные числа, Р_ош(n) - вероятность ошибки при приеме n -го элемента, ent[x] - целая часть числа х.

Вероятность ошибки Р_ош при некогерентном приеме дискретных сигналов определяется по известной формуле [168]:

 

, (2)

 

где М = 4 при амплитудной телеграфии (АТ), М = 2 при частотной телеграфии (ЧТ), М = 1 при относительной фазовой телеграфии (ОФТ), k - коэффициент энергетических потерь, обусловленный уровнем оптимальности реализации демодулятора, H² - отношение мощности активного элемента сообщения к мощности шума на выходе ФОИ.

В многолучевой модели КС одновременно с потоком ошибок с помощью дискретной линии задержки с переключаемыми отводами имитируется изменение времени распространения сигнала при переходе с одного луча на другой, что на высоких скоростях манипуляции приводит к появлению на выходе демодулятора “вставок” и “выпадений” элементов. На рисунке 1.5.1 изображена блок-схема такого рода модели КС. Подробно модель многолучевого дискретного КС описана в [ 172, 175, 187].

Новым является метод моделирования бинарной последовательности с краевыми искажениями, дроблениями и регулярными преобладаниями на выходе демодулятора, основанный на принципе представления элементарных посылок сообщения совокупностью нечетного числа N отдельных квантов. Кванты трансформируются с соответствующей вероятностью, обусловленной вероятностью ошибки текущего элемента, то есть отношением сигнал/помеха в данный момент времени. Напряжение, адекватное напряжению на выходе ФНЧ, в этой модели получается путем скользящего суммирования общего числа нетрансформированных и трансформированных квантов на интервале одной элементарной посылки сообщения. Модель с краевыми искажениями одновременно способна имитировать дробления элементов и наличие регулярных преобладаний, которые получаются при отклонении порога срабатывания триггера в ту или другую сторону от заданного среднего значения. Функционирование модели, имитирующей континуальный сигнал на выходе ФНЧ, дискретный сигнал с краевыми искажениями на выходе триггера и окончательно принятое дискретное решение на выходе регенератора демонстрируется на рисунке 1.6.1.

С учетом зоны нечувствительности триггера DU и возможного постоянного смещения U_o, которое приводит к регулярным краевым искажениям, общий алгоритм модели дискретного КС с временными искажениями записывается в виде следующей рекуррентной формулы:

 

(3)

 

Здесь S₁(i) – значение элемента на выходе кодера для i - го кванта а S₂(m) –принятое триггером решение для m – го кванта, где m = I + N.

Получено аналитическое выражение для определения вероятности ошибок квантов Р_кв при заданной вероятности ошибок элементов Р_ош:

 

. (4)
Из физических соображений при Р_ош = 0,5 следует, что К₁ = 0,5. Коэффициент К₂ определяется с помощью выражения:

 

. (5)

 

Коэффициент К₃ можно найти, зная либо Р_кв1, либо Р_кв2:

 

. (6)

 

Вероятность ошибки элементов в зависимости от конкретно заданных значений вероятности ошибки квантов описывается биномиальным законом распределения:

 

(7)

 

Ошибка элемента происходит в том случае, когда число ошибочно принятых в нем квантов превышает порог N_o = (N - 1) /2. Задавая каких-либо два значения Р_кв1 и Р_кв2, по формуле (7) можно рассчитать два соответствующих значения вероятности ошибки элемента Р_ош(Р_кв1) и Р_ош(Р_кв2) и, подставляя эти значения вероятности ошибок элементов в формулы (5) и (6), можно найти коэффициенты К₂ и К₃.

Модели без краевых искажений могут быть использованы для разработки оптимальных алгоритмов кодеков, цикловых синхронизаторов, устройств сложения разнесенных сигналов и т. д., а модели с краевыми искажениями - при оптимизации алгоритмов работы регенераторов, устройств оценки качества сигналов, устройств адаптации к условиям связи и т. п. Модель дискретно-непрерывного КС требуется при проектировании устройств оценки качества принимаемого сообщения, устройств сложения разнесенных сигналов, декодеров и др.

Во второй главе описывается метод аналитического моделирования УТ РПУ (п. 1 положений, выносимых на защиту и метод имитационно-аналитического

моделирования сравнительных трассовых испытаний УТ РПУ с ограниченным динамическим диапазоном (п. 3 положений, выносимых на защиту), которые базируются на аппроксимации ПХ НЭ комбинированными функциями. Основное содержание этой главы отражено в работах автора [102, 109, 110, 113, 173, 176, 194, 195, 199, 204, 205]. В главе дана краткая характеристика известных методов аппроксимации безынерционных НЭ, указаны особенности моделирования УТ КВ РПУ. Отмечено, что задача определения спектра колебания на выходе НЭ решалась многими исследователями. А. И. Берг [13] определял спектр колебания на выходе НЭ с помощью кусочно-линейной аппроксимации его характеристики. В. А. Котельников [88], В. Д. Челышев [261] и многие другие пользовались аппроксимацией степенными полиномами. И. В. Басик [11], Г. В. Добровольский [46] и ряд других исследователей определяли параметры компонентов спектра колебаний на выходе НЭ, аппроксимируя их характеристики показательными полиномами. Ю. Б. Кобзарев [72], А.М. Заездный [54] и Л.Т. Ким [65] использовали для аппроксимации характеристик НЭ тригонометрические полиномы. Однако вышеперечисленные методы аппроксимации имеют те или иные недостатки. Так, кусочно-линейная аппроксимация пригодна только для моногармонического входного воздействия на НЭ, степенные полиномы ограничивают порядок интермодуляций на выходе НЭ своей наивысшей степенью, показательные и тригонометрические полиномы во многих случаях требуют для достижения приемлемой точности большого числа членов аппроксимирующего функционального ряда. Автор предлагает способ сокращения числа членов в аппроксимирующем ПХ НЭ u₂ = f(u₁) полиноме за счет использования комбинированных функциональных многочленов, в общем случае представляющих собой совокупность степенных, показательных и тригонометрических полиномов:

 

, (8)

 

где ∆ u – половина интервала допустимых значений воздействия u₁ на вход НЭ.

Выражение (8) обобщает все вышеперечисленные частные типовые аналитические модели НЭ, за исключением кусочно-линейной. Так, случай С_m = A_r = B_r = 0 имеет место при аппроксимации ПХ степенным многочленом, случай a_n = A_r = B_r = 0 соответствует аппроксимации ПХ экспоненциальным полиномом, а случай a_n = С_m = 0, соответственно, тригонометрическим полиномом.

Рассмотрим, например, УТ РПУ. Если он является идеальным, то его ПХ является линейной функцией: u ₂ = К u ₁. Разностную функцию, характеризующую отклонение реальной ПХ от линейной можно представить в виде любой функциональной зависимости. Для УТ РПУ наиболее удобной формой представления разностной функции является синусоидальная, что приводит в результате к аппроксимации ПХ УТ суммой линейной и тригонометрической функций:

 

. (9)

 

Параметры a, B и ∆ u такого рода аналитической модели подлежат определению. В случае, когда а=В, ПХ УТ имеет горизонтальный участок при глубоком ограничении сигнала. С учетом этого в работе получено максимально простое выражение для ПХ УТ РПУ следующего вида [ 173, 176, 194, 205 и др.]:

 

, (-Du< u₁ < Du). (10)

 

Здесь К – коэффициент усиления, а Δ u обусловливает динамический диапазон приемного тракта РПУ. График зависимости u ₂ от u ₁ изображен на рисунке 2.3.1.

Если входное воздействие u₁ (t) является многосигнальным:

 

, (11)

то на выходе УТ с учетом начального смещения U _1,0 будет иметь место колебание u ₂(t):

 

(12)

 

где J_n (x) - функции Бесселя 1-го рода, n-го порядка.

В случае представления ПХ УТ РПУ выражением (10) для известных параметров модели К_ус и ∆u, а также заданных параметров U _1i(t) и Q _1i(t) многосигнального входного воздействия (11) в любой момент времени t с помощью выражения (12) можно определить значения параметров (амплитуды и фазы) любого из общего числа компонентов спектра выходного колебания.

При моногармоническом входном воздействии из выражения (12) можно получить амплитудную характеристику (АХ) УТ РПУ:

 

, (13)

 

где U _1,1 - амплитуда гармонического колебания на входе УТ;

U _2,1 - амплитуда 1-ой гармоники колебания на выходе УТ;

U _1,0 - постоянное смещение рабочей точки на ПХ;

D u - полуинтервал допустимых изменений напряжения на входе УТ;

В случае бигармонического входного воздействия может быть получена характеристика блокирования (ХБ) УТ РПУ:

 

, (14)

а также его интермодуляционная характеристика (ИХ):

 

. (15)

 

Здесь дополнительно обозначено:

U _1,1 и U _1,2 - амплитуды гармонических компонентов бигармонического колебания на входе УТ;

U _2,(2-1) - амплитуда интермодуляционной составляющей третьего порядка вида (2 f ₁- f ₂) или (2 f ₂- f ₁) на выходе УТ.

В работе приведен алгоритм синтеза ПХ УТ РПУ (10) по его основным параметрам К _ус и динамическому диапазону D. К _ус задается изначально как коэффициент усиления УТ, а параметр ∆ u определяется через динамический диапазон УТ D, заданный в дБ следующим образом:

 

(16)

 

В таблице приведены результаты расчетов с помощью выражения (16) значений Du[B] в зависимости от значений динамического диапазона D дБ.

Таблица

Зависимость полуинтервала ∆ u допустимых уровней воздействия на вход УТ РПУ от его динамического диапазона D
D дБ
D u [B]	0,035	0,197	1,11	6,25	35,12

 

В другом примере с целью апробации предложенного аналитического метода моделирования НЭ исследован усилитель-ограничитель (УО) с кусочно-линейной ПХ, аппроксимированной суммой линейной функции и ряда Фурье, которым представлена разностная функция. В этом случае аналитическое выражение для ПХ УО имеет вид:

, (17)

 

где

 

U _1,ог - порог ограничения по входу, К - коэффициент усиления при U ₁< U _1,ог,

U _1max - максимально допустимое напряжение на входе УО.

⇐ Предыдущая12345678910Следующая ⇒

Поделиться:

Воспользуйтесь поиском по сайту: